Download Convertidor de Circuitos Puente a Modulación por

Título
Convertidor de Circuitos Puente a Modulación por Intervalo de Pulso (PIM) para
Sensores de Presión Piezoresistivos con Bajo Consumo de Potencia
Autores
Jorge Ramírez y Edgar Charry
Laboratório de Sistemas Integráveis – Escola Politécnica da Universidade de São Paulo
LSI-DMI-EPUSP, Av. Professor Luciano Gualberto-travessa 3, No.158 CEP 05508-900
São Paulo, SP, Brasil.
e-mail: joram@lsi.usp.br, charry@lsi.usp.br
Persona de Contacto
Jorge Ramírez
e-mail:joram@lsi.usp.br, jorambelt@yahoo.com
Abstract
A bridge-to-Pulse-Interval-Modulation (PIM) converter for piezoresistive pressure sensors is presented for use as
a remote signal conditioner for telemetry systems. The architecture will be used with an IMEMS (Integrated
Micro-Electromechanical System), and the proposed circuit can be used for different pressure sensors
configurations, even a single piezoresistor. An especial operational amplifier, with low power consumption, was
designed. The converter includes a zero adjustment stage, performed by adding a voltage to the output voltage of
the bridge already amplified and its value can be adjusted by trimming a resistive divisor. A temperature
compensation is performed powering the sensor by a current source with a pre-defined temperature coefficient of
its transconductance, which should have an absolute value close and opposite to the resultant TCS. The circuit
has been developed in 0.8-µm CMOS technology, was fabricated and successfully tested. Due to the temperature
compensation implemented, the resultant TCS of the pressure sensor can be compensated up to –250 ppm/°C.
Experimental results of the converter are presented and they agree with the theoretical transfer function.
Resumen
Este trabajo presenta un convertidor de circuitos tipo puente a Modulación por Intervalo de Pulso para sensores
de presión piezoresistivos y que será usado como acondicionador remoto de señales en sistemas de telemetría. La
arquitectura será usada con un IMEMS (Integrated Micro-Electromechanical System) y el circuito propuesto
puede ser usado con diferentes configuraciones de sensores de presión, incluyendo un solo piezoresistor. Fue
diseñado un amplificador operacional especial, con bajo consumo de potencia. El convertidor incluye una etapa
de ajuste de cero, implementada mediante la adición de una tensión a la tensión de salida del puente ya
amplificada y que puede ser ajustada variando un divisor resistivo. La compensación de temperatura se realiza
alimentando el sensor con una fuente de corriente cuya transconductancia tiene un coeficiente térmico
predefinido y que debe ser cercano en valor y de signo opuesto al TCS resultante. El circuito fue diseñado
usando una tecnología CMOS de 0.8-µm, fabricado y caracterizado satisfactoriamente. Debido a la
compensación de temperatura implementada, el TCS resultante del sensor de presión puede ser compensado
hasta –250 ppm/°C. Se presentan los resultados experimentales del convertidor y los mismos coinciden con la
función de transferencia teórica.
Introducción
Los sensores de presión tienen importantes aplicaciones biomédicas debido a que la medición de la presión en el
cuerpo humano es esencial para evaluar las condiciones de funcionamiento de muchos órganos. El desarrollo de
microsensores de presión monolíticamente integrados, utilizando tecnología MEMS (Micro Electro-Mechanical
Systems), ha permitido la creación de sistemas de medición de presión capaces de implantarse en el cuerpo
humano por largos períodos de tiempo. Estos sistemas tienen requerimientos especiales como pequeño tamaño,
alta precisión, buena estabilidad en largos períodos de tiempo y bajo consumo de potencia.
Este trabajo presenta la arquitectura de un convertidor de circuitos tipo puente a modulación por intervalo de
pulso (PIM- Pulse Interval Modulation) para ser usado con sensores de presión piezoresistivos, siendo un
subsistema de un sistema de medición inalámbrico. El circuito propuesto puede ser usado con diferentes
configuraciones de sensores de presión piezoresistivos, incluyendo aquellas formadas por un solo piezoresistor.
La arquitectura usa el principio de funcionamiento de un convertidor tensión-período descrito en [1] al que se le
ha incorporado la compensación de temperatura y los ajustes de parámetros típicos de los sensores
piezoresistivos. Estos ajustes son realizados por componentes externos asociados al circuito integrado en un
circuito híbrido. Considerando la complejidad del sistema de medición inalámbrico, el convertidor fue diseñado
y mandado a fabricar separadamente y sus resultados son presentados aquí.
Descripción del circuito
A. Descripción del convertidor
La arquitectura diseñada se muestra en la figura 1 e incluye el convertidor, dos fuentes de corriente y el sensor de
presión propuesto para ser utilizado en el sistema de medición inalámbrico.
El convertidor está formado por un amplificador de instrumentación, una etapa de ajuste de cero, un comparador,
un integrador Miller, un inversor y un monoestable. Las fuentes de corriente (I1, I2) alimentan el sensor de
presión, poseen un coeficiente térmico predeterminado para compensar el coeficiente térmico de la sensibilidad
(TCS) y presentan una variación lineal con VDD para eliminar la dependencia con VDD de la señal de salida. El
sensor incluye dos piezoresistores sensibles a la presión (Ra, Rp) y dos piezoresistores pasivos (Rb, Rr) con el
objetivo de minimizar el offset usando una técnica de layout [2].
A continuación se presenta una breve descripción del funcionamiento del circuito, basada en las principales
señales del convertidor presentadas en la figura 2.
Con presión aplicada, la tensión de salida del sensor está dada por:
(
Vp = I1 ⋅ R p + ∆R p
)y
Vr = I 2 ⋅ R r ,
(1)
donde ∆Rp es el incremento de Rp debido a la presión aplicada. Si los interruptores S1, S2, S3 y S4 están en la
posición 1, con presión aplicada o no y debido al efecto de la tensión VZ, la salida de la etapa de ajuste de cero
(VO) va a un valor alto y la salida del comparador (VOC) va a HIGH. El inversor fuerza a la entrada del
integrador a ir a cero y como su entrada de referencia se encuentra a VDD/2, hay una rampa positiva a la salida
del integrador (VOI). Cuando (VOI) va a un nivel alto, la salida del comparador va a LOW y la salida del inversor
va a VDD, invirtiendo la pendiente de la rampa de la salida del integrador y cambiando VO a un nivel bajo
porque S1, S2, S3 y S4 conmutan a la posición 2. Como VO fue a un nivel alto la salida del comparador va a
HIGH y todo el circuito vuelve al estado inicial. Esta secuencia se repite indefinidamente.
VDD
1
I2
I1
Ra Rb
1
OA1
S1
VZ
Rp Rr
2
S2
2
Sensor
R2
R3
S3
R4
OA3
VO
R1
INV
S4 R5
Ci
2
OA2
VOC
C
1
2
1
VM
R6
VOI
Ri
OAI
Figura. 1. Diagrama del convertidor con el sensor de presión y las fuentes de corriente.
VDD/2
PIM
para el
Transmisor
VM
P=0
P>0
VMH
VML
t
VO
VOH
VOL
t
VOI
VOIH
VOIL
t
VOC
t
VPIM
t
Figura 2. Principales señales del convertidor.
Cuando no existe presión aplicada la salida del puente es cero, la salida del amplificador de instrumentación
(VM) es cero y VO depende solamente de una tensión añadida para alcanzar el ajuste del cero (VZ). Cuando hay
presión aplicada, VM es diferente de cero y oscila entre un nivel alto y uno bajo, dependiendo de la conmutación
de S1 y S2 y VO depende de VZ y de VM.
B. Análisis del circuito
La ecuación de transferencia del convertidor está dada por la relación entre el período de la señal de salida
(TOUT) y el incremento de la resistencia debido a la presión aplicada. TOUT es el tiempo total que demora VOI en
alcanzar el nivel alto de VO y descender hasta su nivel bajo, por tanto para obtener el valor del período debe
obtenerse el valor de la diferencia entre ambos niveles.
La tensión VM depende de la posición de S1 y S2; por tanto cuando ambos están en la posición 1, VM alcanza su
nivel alto y cuando están en la posición 2, VM alcanza su nivel bajo. La diferencia de las tensiones VOH – VOL
depende de VMH, VML y VZ. En la etapa de ajuste de cero, VZ es adicionada a VMH y substraída de VML y como
R3=R4=R5=R6, la diferencia VOH – VOL se expresa como
(
)
 2 ⋅ R1 
 ⋅ Vp − Vr + 2 ⋅ VZ .
VOH − VOL = 1 +
R 2 

(2)
La diferencia Vp– Vr puede ser obtenida de (1) y puede ser expresada por
Vp − Vr = I1 ⋅ ∆R p + I1 ⋅ R p − I 2 ⋅ R r .
(3)
Cuando se realiza el ajuste de la tensión de offset, I1·Rp = I2·Rr y entonces
Vp − Vr = I1 ⋅ ∆R p .
(4)
Como las fuentes de corriente que alimentan al sensor tienen una dependencia lineal con VDD, I1 puede ser
sustituida en (4) por Gm1·VDD y VZ puede ser sustituida en (2) por KZ·VDD por ser una tensión obtenida de un
divisor de VDD y entonces
 2 ⋅ R1 
 ⋅ Gm 1 ⋅ VDD ⋅ ∆R p + 2 ⋅ K Z ⋅ VDD .
VOH − VOL = 1 +
R 2 

(5)
Finalmente TOUT puede ser obtenido de la ecuación de la pendiente de salida de un integrador Miller, dada por
∆VOI
VDD
=
.
∆t
2 ⋅ R iCi
(6)
Sustituyendo ∆t por TOUT/2 y ∆VOI por VOH – VOL dado en (5), TOUT puede ser expresado como
 2 ⋅ R1 
 ⋅ Gm1 ⋅ ∆R p + 8 ⋅ R i ⋅ C i ⋅ K Z ,
TOUT = 4 ⋅ R i ⋅ C i ⋅ 1 +
R 2 

(7)
donde el primer término representa la dependencia de TOUT con la presión y el segundo término, que puede ser
ajustado por KZ, es el período de referencia cuando la presión aplicada es cero.
Ajuste del circuito y compensación de temperatura
A. Sensibilidad y TCS
El ajuste de la sensibilidad se realiza mediante la selección de la constante RC del integrador, determinada por
los valores de los componentes externos Ri y Ci. El coeficiente térmico de Ri y Ci debe ser convenientemente
seleccionado para obtener una constante de tiempo con bajo coeficiente térmico.
Una buena compensación del TCS se puede alcanzar alimentando el sensor con corriente en vez de con tensión
debido a la influencia del coeficiente térmico de los piezoresistores, opuesto al coeficiente térmico del
coeficiente piezoresistivo. En este trabajo se propone una mejor compensación alimentando el sensor con una
fuente de corriente cuya transconductancia tiene un coeficiente térmico predefinido y su valor debe ser cercano y
de signo contrario al valor resultante del TCS del sensor.
B. Etapa de ajuste de cero
Cuando se utilizan convertidores tensión-período o tensión-frecuencia en circuitos medidores de presión existe
un problema a solucionar: el valor de la señal de salida para cuando la presión aplicada es cero. Una de las
formas de resolver este problema es evitar el estado de balance del puente o introducir un desbalance externo que
posteriormente debe ser considerado [1,3]. En este caso, como el circuito está diseñado para ser usado por
diferentes configuraciones de sensores de presión, este problema fue solucionado adicionando una tensión (VZ) a
la salida del puente después de ser amplificada y su valor puede ser seleccionado ajustando un divisor resistivo.
En la calibración se realiza primero el ajuste de la sensibilidad y posteriormente el valor de la salida para la
condición de presión aplicada igual a cero.
C. Tensión de offset y TCO
La tensión de offset en los sensores de presión es determinada principalmente por la diferencia entre los
piezoresistores. En este caso, como cada rama del puente es alimentada por fuentes de corrientes que pueden
presentar pequeñas diferencias en sus valores, existe una fuente adicional de offset. Inicialmente los términos
I1·Rp e I2·Rr presentados en (3) son diferentes y para minimizar la tensión de offset I2 se ajusta hasta hacer
I1·Rp = I2·Rr.
La compensación del TCO no es implementada en esta arquitectura debido a que como la tensión de offset es
ajustada a un valor muy bajo, el efecto de su coeficiente térmico es despreciable.
Realización
Los piezoresistores del sensor de presión que será usado en el sistema de medición inalámbrico tienen un valor
de 2 kΩ, las fuentes de corriente que alimentan el sensor fueron diseñadas para un valor nominal de 100 µA y la
máxima tensión en la entrada del amplificador de instrumentación es 150mV. Dado el bajo nivel de la señal y los
requerimientos de bajo consumo de potencia fue diseñado un amplificador de tres etapas con altas prestaciones,
mostrado en la figura 3. Los transistores en la etapa de entrada diferencial son PMOS, muy anchos y polarizados
en la región de inversión débil para minimizar el ruido equivalente de entrada, garantizar el rango de tensión de
modo común y obtener una alta ganancia de lazo abierto con mínima corriente de polarización. La etapa de
salida fue diseñada rail-to-rail polarizada en clase AB y con un circuito de control del tipo feedforward para
lograr un uso eficiente de la tensión y la corriente de alimentación [4]. En la Tabla I se presentan las principales
especificaciones del amplificador operacional. Las especificaciones del comparador y el inversor fueron
seleccionadas para satisfacer el nivel de precisión requerido.
Como el sensor de presión es alimentado con corriente, su TCS resultante es alrededor de +500 ppm/°C y para
mejorar la compensación alcanzada fue diseñada una fuente de corriente con un coeficiente térmico predefinido.
En la figura 4 se presenta el esquema de la fuente de corriente. El coeficiente térmico de la fuente es determinado
por el coeficiente térmico de su transconductancia (Gm), que está dado por
1 ∂R X
⋅
R X ∂T
y puede ser ajustado escogiendo adecuadamente el coeficiente térmico de RX.
TCGm = −
(8)
Figura 3. Diagrama del amplificador operacional.
TABLA I
PRINCIPALES ESPECIFICACIONES DEL AMPLIFICADOR OPERACIONAL
Parámetro
Ganancia de lazo abierto
Frecuencia para ganancia unitaria
Margen de fase
Tensión de alimentación
Consumo de corriente de polarización
Slew-rate
CMRR
PSRR
Valor
100
3.2
60
3
14
0.9
80
80
Unidad
dB
MHz
Degree
V
µA
V/µs
dB
dB
Resultados
El circuito fue fabricado usando la tecnología CMOS-CYB-0.8µm de la AMS y probado con resultados
satisfactorios. En la Fig. 5 se muestra una microfotografía del circuito integrado y en la Tabla II se muestran los
resultados experimentales de las mediciones en las fuentes de corrientes I1 e I2 para una muestra de 8 circuitos
de prueba.
El coeficiente térmico obtenido es de alrededor de –750 ppm/°C, por tanto el TCS resultante del sensor de
presión puede ser compensado hasta un valor de –250 ppm/°C.
En la Fig. 6 se muestra el gráfico experimental de la función de transferencia del convertidor, donde el valor de
TOUT para cuando la presión aplicada es cero fue ajustado a 1.66ms y la sensibilidad a 33,5 µs/Ω. Estos
resultados están en correspondencia con la función de transferencia teórica expresada en (7).
Figura 4. Diagrama de la fuente de corriente.
Figura 5. Microfotografía del circuito fabricado.
TABLE II
EXPERIMENTAL RESULTS OF THE CURRENTS SOURCES
No.
C.I.
1
2
3
4
5
6
7
8
TCI1
TCI2
I1 (µA)
I2 (µA)
27°C
70°C (ppm/°C) 27°C
70°C (ppm/°C)
99.85
96.62
-735
100.24
96.74
-794
99.32
96.26
-700
99.33
96.26
-702
97.75
94.57
-739
98.05
94.86
-739
97.2
94.09
-727
97.59
94.45
-731
100.04
96.27
-856
100.38
97.22
-715
97.80
94.61
-741
97.72
94.51
-747
104.74
101.19
-770
105.03
101.48
-768
100.35
96.97
-765
99.63
96.34
-750
0
20
7
6
TOUT (ms)
5
4
3
2
1
40
60
80
∆R (Ω)
100
120
140
160
Figura 6. Gráfico de la función de transferencia del convertidor obtenido experimentalmente.
Conclusiones
Fue diseñado y probado exitosamente un convertidor de circuitos tipo puente a PIM. El convertidor tiene
incorporada la compensación de temperatura en su propia arquitectura, lo que es esencial para aplicaciones con
sensores de presión piezoresistivos. Esta arquitectura permite también el ajuste de la señal de salida cuando la
presión aplicada es cero y mantiene las ventajas del convertidor descrito en [1], como la no dependencia de la
fuente de alimentación y la cancelación de la tensión de offset de los operacionales y su deriva térmica. Una
mejor compensación puede ser alcanzada seleccionando el coeficiente térmico de las fuentes de corrientes lo más
cercano posible al TCS resultante del sensor de presión.
Reconocimiento
Los autores agradecen el apoyo financiero brindado por CNPq (Conselho Nacional de Desenvolvimento
Científico e Tecnológico) y FAPESP (Fundação de Amparo à Pesquisa do Estado de São Paulo).
Referencias
[1] J.B. Begueret, M.R. Benbrahim, Z. Li, F.Rodes and J.P. Dom, “Converters dedicated to long-term monitoring of strain gauge
transducer,” IEEE Journal of Solid-State Circuits, vol. 32, pp. 349-355, March 1997.
[2] D.H. Prieto and E. Charry, “Experimental results of an implemented configuration for low offset voltage and its temperature drift
reduction in piezoresistive pressure sensors,” Proc. Of International Comference on Microelectronics and Packaging, Campinas, SP
Brazil, pp. 249-252, August 1999.
[3] J.H. Huijsing, G.A. van Rossum and M. van der Lee, “Two-wire bridge-to-frequency converter,” IEEE Journal of Solid-State Circuits,
vol. SC-22, pp. 343-349, June 1987.
[4] R. Hogervorst and J.H. Huijsing, Design of low-voltage, low-power operational amplifier cells, Kluwer Academic Publishers, 1996,
pp. 65-86.