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Lo más brillante de la energía Semiconductores de potencia Primera parte: Bases y aplicaciones Stefan Linder Durante los últimos 10 a 15 años, y a raíz del rápido progreso alcanzado en la tecnología de semiconductores, los interruptores de potencia de silicio se han convertido en dispositivos muy eficientes, fiables y de cómoda aplicación. Estos dispositivos han arraigado firmemente en aplicaciones de alta tensión y alta intensidad para controlar potencias de salida de entre un megavatio y varios gigavatios. Los dispositivos semiconductores de potencia han puesto en marcha una revolución tranquila, en el curso de la 34 cual se están perfeccionando soluciones electromecánicas mediante la adición de electrónica de potencia, o incluso son sustituidas por completo por sistemas electrónicos de potencia. Este artículo, dirigido a lectores con ciertos conocimientos de este tema, es la primera de dos partes que Revista ABB dedicará a los semiconductores de alta potencia. En esta parte presentamos diferentes clases de dispositivos, especialmente el IGBT e IGCT. Comparamos sus venta- jas y desventajas específicas, así como algunos aspectos importantes relativos a su aplicación. En la segunda parte analizaremos aspectos térmicos y cuestiones relativas al diseño del encapsulado. Además, intentamos hacer un pronóstico sobre los desarrollos futuros y sobre la importancia que tendrán en este campo de la alta potencia materiales de ‘amplio salto de banda’ como el SiC (carburo de silicio), el GaN (nitruro de galio) y el diamante. Revista ABB 4/2006 Semiconductores de potencia Lo más brillante de la energía a introducción de la tecnología de transmutación de neutrones en los años setenta del pasado siglo hizo posible la fabricación de dispositivos semiconductores de potencia con tensiones de bloqueo de más de 1.000 V. Sólo esta técnica permite producir silicio con la homogeneidad de dopado requerida. Por aquel entonces, en esta categoría de tensiones el tiristor era el único dispositivo cuya tecnología se dominaba correctamente. Sin embargo, el número de aplicaciones era muy limitado, ya que este dispositivo no permitía el corte de corriente en un instante cualquiera. En los años ochenta y noventa se unieron al tiristor varios dispositivos con capacidad de corte: el tiristor de corte de puerta o GTO (Gate Turn-Off Thyristor) y, posteriormente, el transistor bipolar con puerta aislada o IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor) y el tiristor conmutado con puerta integrada o IGCT (Integrated Gate Commutated Thyristor). Estos dispositivos incrementaron notablemente el espectro de definiciones de tareas explotables eficientemente. Gracias a estos dispositivos, los accionamientos eléctricos de velocidad variable en el rango de megavatios representan hoy día la más avanzada tecnología y sería imposible imaginar la transmisión de energía eléctrica y los sectores de estabilización de redes, donde las aplicaciones alcanzan sobradamente el rango de los gigavatios, sin la existencia de soluciones basadas en componentes semiconductores de potencia. Durante los diez últimos años, el IGBT y el IGCT (que sustituyeron al GTO) han sido perfeccionados en cuanto a pérdidas, resistencia a la tensión, capacidad de transporte de corriente (SOA = Safe Operating Area, área de funcionamiento seguro) y facilidad de uso. En conse- cuencia ha perdido vigencia el viejo paradigma, admitido todavía a finales de los noventa, según el cual los IGBT son adecuados para salidas de ‘pequeña’ potencia y los IGCT para potencias mayores. Los IGBT se usan ahora con excelentes resultados en aplicaciones con salida superior a 300 MW [1]. Sin embargo, de esto no se puede concluir que el IGCT perderá su razón de ser como resultado del avance del IGBT, como lo demuestra el fuerte crecimiento de aplicaciones de éste, sobre todo en el rango de tensiones medias. La decisión acerca de cuál es el componente más adecuado para una aplicación deseada depende de diversos factores técnicos, que se aclararán en cierta medida en este artículo. No obstante, en este contexto no debe subestimarse el know-how y la experiencia del usuario al hacer la selección correcta. Dado que la eficiencia y fiabilidad de los dispositivos semiconductores depende estrechamente de las condiciones de servicio y del diseño físico del sistema (eléctrico, térmico, mecánico), los usuarios, siempre que sea posible, utilizarán plataformas con las que tienen abundante experiencia. la conductividad del sustrato, ha de reducirse continuamente conforme aumenta la tensión de ruptura buscada. En consecuencia, componentes que en estado activo pueden confiar en la conductividad de su substrato (los componentes unipolares o de portadores mayoritarios, como el MOSFET de potencia y el diodo Schottky), presentan capacidades de bloqueo superiores a 2001.000 V en estado de conducción, demasiado altas para funcionar económicamente (el límite depende del tipo de componente y de la aplicación). Consecuentemente, los semiconductores de potencia de silicio de más de 600 V se suelen diseñar como dispositivos modulados por conductividad (plasma). El interior de un dispositivo de este tipo está saturado con un gran número de portadores de cargas positivas y negativas 1 Estructuras de componentes y zonas de dopado del IGCT y del IGBT a y comparación cualitativa de las distribuciones de plasma en estado de conducción b a IGCT (estructura de tiristor) G Ha perdido vigencia el viejo paradigma según el cual los IGBT son adecuados para salidas de ‘pequeña’ potencia y los IGCT para potencias mayores. A K p n- p n IGBT G C E n n- p p Cátodo Ánodo b Concentración L Objetivos del diseño del IGBT y del IGCT plasma del IGCT p n p plasma del IGBT Introducción n- El dopado del cuerpo de silicio de los semiconductores de potencia, es decir, Dopado Los semiconductores se han hecho omnipresentes en una amplia gama de aplicaciones, entre ellas la transmisión de energía a las aplicaciones de tracción b b y los accionamientos industriales c a Revista ABB 4/2006 b c 35 Semiconductores de potencia Lo más brillante de la energía (huecos y electrones) durante la fase conductora, siendo la conductividad del semiconductor mucho mayor que la del sustrato. Tales componentes se denominan frecuentemente ‘componentes bipolares’ en la industria de semiconductores de potencia, aunque el uso de esta expresión no es estrictamente correcto desde el punto de vista técnico (esto se discutirá más adelante, en la segunda parte de este artículo, que se publicará en el próximo número de Revista ABB). El plasma ha de ser extraído del dispositivo durante el corte para recuperar la capacidad de bloqueo. Esto se lleva a cabo mediante la tensión de recuperación, por medio de la cual se crea un campo eléctrico que conduce los elecInterior de un IGBT/IGCT durante el corte 2 n p Ánodo t t+Δt campo eléctrico Concentración Cátodo t+Δt p - Se crea un campo eléctrico en la unión pn en el lado del cátodo y se expulsa el plasma. Cuanto más cerca están del cátodo los portadores de carga, menor es la tensión con la que se eliminan. Dependencia geométrica de la conductividad del plasma y pérdidas de corte dentro del IGBT Concentración n p Plasma p nÁnodo Cátodo Pérdidas de corte de cada portador de carga Resistencia específica del plasma En comparación con 1 , es evidente que el IGCT tiene una mejor distribución del plasma. 36 Optimización de las pérdidas de potencia en conducción y en corte por ajuste de la distribución del plasma El objetivo común del diseño de interruptores para semiconductores de potencia de alta tensión (cuyos tipos más conocidos son el IGBT y el IGCT) es optimizar la combinación de la potencia en estado de conducción y las pérdidas en corte. En términos prácticos, esto significa que el semiconductor debe tener la mínima caída de tensión posible en la fase de conducción (es decir, debe crearse un plasma denso) sin que se originen pérdidas excesivamente altas en corte cuando se suprime el exceso de carga. plasma t n 3 trones, cargados negativamente al ánodo y los huecos, cargados positivamente, al cátodo. En consecuencia, sigue circulando corriente mientras aumenta la tensión; durante el corte las pérdidas se disipan en forma de calor. El grosor mínimo de un semiconductor de potencia está predeterminado por la capacidad deseada de bloqueo y por la intensidad del campo de ruptura del silicio. La figura 1 muestra la distribución típica del plasma de los componentes IGBT e IGCT. La principal diferencia entre ellos es que el IGCT crea un plasma denso cerca del cátodo, mientras que el exceso de densidad de carga en el IGBT cae de forma relativamente brusca del ánodo al cátodo. Más adelante, en esta misma sección, explicamos la causa de este fenómeno. La importancia de esta distribución de portadores de carga se ilustra considerando el proceso de corte: durante el corte, el componente recupera su capacidad de bloqueo creando un campo eléctrico desde la unión pn en el lado del cátodo hasta la zona n- 2 . La tensión de recuperación cubre el plasma desde el cátodo hasta el ánodo. Los portadores de carga cerca del cátodo son suprimidos a una baja tensión y, por tanto, generan bajas pérdidas en corte, mientras que los portadores próximos al ánodo fluyen fuera del dispositivo a una tensión alta, originando altas pérdidas. Esta consideración aclara por qué la distribución del plasma del tiristor suele considerarse un ideal, también deseable para el IGBT: la caída de tensión en el modo de conducción está determinada fundamentalmente por la región de densidad mínima de plasma, lo que explica por qué un IGBT tiene pérdidas de conducción mayores que un tiristor comparable. Así pues, si se puede aumentar satisfactoriamente el plasma del IGBT en el cátodo, las pérdidas de estado activo se reducen sin que se originen pérdidas en corte considerablemente mayores 3 . La causa principal de la baja densidad del plasma en el cátodo del IGBT es un débil ‘efecto de almacenamiento de portadores’: los huecos inyectados originalmente por el ánodo pueden entrar con relativa facilidad en la zona p en el lado del cátodo y desde ahí abandonar sin obstáculos el componente a través del contacto (requerido) del emisor con la zona p (véase 1 ). En contraste, debido a la falta de contacto con la zona p, el tiristor no tiene un efecto importante de almacenamiento de portadores. La barrera de potencial de la unión pn en el contacto del cátodo impide la entrada de huecos en la zona n. Dos conceptos diferentes se han propuesto en general para mejorar la distribución del plasma en el IGBT: una opción muy eficaz consiste en aplicar el principio trinchera [2], en el que se impide que los huecos ‘encuentren’ la zona p mediante un ingenioso diseño geométrico de la estructura del cátodo. Alternativamente se puede generar una débil barrera de potencial por medio de una capa de dopado en frente de la zona p para mantener los huecos alejados de la misma [3]. Una explicación detallada de estos métodos puede encontrarse en la literatura, por ejemplo en [4]. Los IGBT modernos, diseñados según alguno de estos planteamientos básicos, presentan correlaciones entre las pérdidas en conducción y las pérdidas en corte, que se aproximan mucho a las de los IGCT. Aunque en el futuro serán posibles algunas mejoras, los últimos diseños (por ejemplo, el SPT+ de ABB [8]) han sido optimizados en tal medida que ya no se esperan grandes pasos adelante. Reducción de pérdidas mediante la reducción del grosor La reducción del grosor de los componentes es el parámetro más eficaz para Revista ABB 4/2006 Semiconductores de potencia Lo más brillante de la energía Revista ABB 4/2006 de bloqueo a alta tensión, estos portadores se multiplican a modo de avalancha debido a la alta intensidad de campo en el componente. Esto causa una ruptura muy localizada del componente, que puede dañar el dispositivo de forma irreparable. Por consiguiente, los fabricantes han desarrollado normas para el dimensionado, según las cuales los componentes se han de diseñar con respecto al grosor y la distribución de la intensidad de campo, para que la proba- 4 Diferentes diseños verticales de un semiconductor de potencia en el ejemplo de estructura de tiristor G n Tipo A A p K El semiconductor debe tener la mínima caída de tensión posible en la fase de conducción sin que se originen pérdidas excesivamente altas en corte cuando se suprime el exceso de carga. 2. La segunda limitación es atribuible a la radiación cósmica. Si una partícula nuclear del espacio con alta energía, por ejemplo, un protón, choca contra un núcleo de silicio, la energía liberada genera una altísima cantidad de electrones y huecos. Si el dispositivo está en modo p G n Además de la concepción con un cierto grosor adicional, la ruptura brusca se puede reducir mediante una hábil distribución de dopados en el lado del ánodo del componente. Los fabricantes emplean diferentes nombres para conceptos que son similares (al menos en su acción), por ejemplo, SPT (Soft Punch Through, Suave Perforación) [5] o FS (Field Stop, Parada de Campo) [6]. Debe señalarse también que para los usuarios es más importante que nunca limitar en lo posible las inductancias parásitas en sus sistemas, debido al diseño más agresivo de los componentes modernos. A n- p K n- n p Tipo B Campo eléctrico (E) Límite de fallo Tipo B Tipo A p p n p n- n La tensión a través del dispositivo es proporcional al área situada bajo el campo eléctrico. La sección central (n-) se suele denominar zona de deriva en componentes unipolares y base n- en componentes bipolares. 5 Efecto de la ruptura brusca durante el corte de un gran módulo IGBT de 3,3 kV/1.500 A bajo la influencia de una alta inductancia parásita Intensidad [kA] El gradiente de la intensidad de campo dE/dx 1 se puede ajustar por medio de la concentración de dopado en el silicio. En la práctica existen límites para el diseño agresivo de la distribución de la intensidad de campo y, por consiguiente, para el grosor mínimo de los dispositivos: 1. Si la concentración de dopado del semiconductor es muy baja, el campo eléctrico se extiende sobre todo el grosor del componente, incluso a baja tensión. Por tanto, todo el plasma puede ser eliminado a una tensión más baja durante el corte. Aunque teóricamente esto es deseable (puesto que las pérdidas de corte disminuyen), también hace que la corriente se interrumpa bruscamente al alcanzar una cierta tensión (el punto en el que se elimina el plasma del dispositivo). Este efecto se conoce como ruptura brusca (snap-off). La alta variación di/dt genera sobretensiones en inductancias parásitas y puede iniciar oscilaciones no deseadas en combinación con las capacitancias. La figura 5 muestra ejemplos de un corte de alimentación deseable (‘suave’) y una forma de onda desfavorable (‘dura’). La inductancia parásita difiere mucho más en semiconductores de potencia para altas intensidades que en pequeños componentes discretos. En primer lugar, la inductancia de fuga es mayor debido a los conjuntos, físicamente mayores y, en segundo término, el semiconductor experimenta una solicitación mucho mayor a través de una inductancia parásita dada. Para ilustrar esto se compara un hipotético chip IGBT discreto de 50 A con un módulo de 1.000 A ensamblado con 20 chips discretos de 50 A. Se supone que la inductancia parásita en el circuito con el chip discreto es de 20 nH, y la del módulo 100 nH. El cálculo de la energía inductiva almacenada (Eind = LI2/2) muestra que, con la intensidad nominal, cada chip del módulo experimenta una carga inductiva 100 veces mayor que la del chip discreto (2,5 mJ frente a 25 µJ). Esto indica que los componentes utilizados para altas salidas de potencia se han de dimensionar para un comportamiento de conmutación mucho más suave que los chips empleados para pequeños montaje de circuitos impresos. En términos prácticos, los ingenieros han de hacer los componentes más gruesos de lo que teóricamente sería necesario. Esto implica naturalmente pérdidas adicionales, según se muestra en el ejemplo de 5 . 3.5 Tensión [kV], reducir las pérdidas totales. Las razones son sencillas: la resistencia del dispositivo en estado de conducción decrece como consecuencia del menor grosor y, al mismo tiempo, hay menos plasma global en el dispositivo durante la fase conductora, razón por la que se producen menos pérdidas durante el corte. El grosor mínimo de un semiconductor de potencia está predeterminado por la capacidad deseada de bloqueo y por la intensidad del campo de ruptura del silicio. En 4 se muestran dos dispositivos diferentes diseñados agresivamente con la misma capacidad de bloqueo: Es evidente que la máxima capacidad de bloqueo para un elemento de grosor dado se obtiene con una distribución de intensidad de campo lo más próxima posible al límite de ruptura en todo el grosor. 1.5 Lσ = 300 nH 3.0 2.5 2.0 Tipo 2 (grueso) Tipo 1 (delgado) 1.0 0.5 0.0 0 1 2 Tiempo [μs] 3 4 El ‘Tipo 1’ de IGBT es considerablemente menos grueso que el ‘Tipo 2’ (340 µm frente a 380 µm, véase también 6 ). 37 Semiconductores de potencia Lo más brillante de la energía bilidad de destrucción por radiación cósmica se limite a un grado aceptable. Esta norma especifica aproximadamente 1-3 FIT (fallos por unidad de tiempo) por cm2 de área superficial de componente, que corresponde a entre 1 y 3 fallos por cada mil millones de horas de operación y cm2. La prueba de la tasa de fallos de nuevos componentes se suele obtener hoy día mediante bombar- Comparación de grosores teóricos mínimos calculados para el componente 6 Límite teórico Límite técnico Componentes avanzados 800 Aumento de la capacidad de corte (Safe Operating Area, SOA) 600 500 400 0 1 2 3 4 6500 V 4500 V 100 3300 V 2500 V 200 1200 V 1700 V Espesor del elemento [μm] 700 300 deo de protones o neutrones en aceleradores, que simula con suficiente exactitud el efecto de la radiación cósmica natural. Los componentes de alta tensión de última generación están ya cerca de los límites prácticos en cuanto a grosor. En 6 se ilustra la posición de los últimos componentes en relación con los límites teóricos calculados. Aunque teóricamente sería posible una nueva reducción del grosor por debajo del nivel actual, sería a expensas de una ruptura brusca más severa o de pérdidas en corte considerablemente superiores. Actualmente, parece dudoso que los usuarios lleguen a aceptar tales dispositivos. 5 6 7 La intensidad de salida útil de un semiconductor de potencia está limitada por la capacidad de la tecnología de encapsulado para disipar pérdidas de potencia y por la máxima intensidad que puede controlarse con seguridad durante el corte. La segunda parte de este artículo tratará con detalle la tecnología de encapsulado, mientras que aquí se tratarán los aspectos SOA. Tensión de ruptura especificada [kV] Suponiendo que no existe un grosor adicional y que la ruptura se produce a temperatura ambiente, los grosores técnicos mínimos aproximados (valores factibles prácticamente, sin considerar el comportamiento eléctrico) y los grosores de componentes avanzados (las áreas rojas representan los diferentes valores de varios fabricantes). Desconexión de un IGCT con un área activa de 40 cm2 bajo condiciones SOA, sin circuito de protección Tensión [kV], Intensidad [kA] 7 6 ‘Autofijación’ 5 4 3 Ruptura por avalancha dinámica 2 1 0 0 2 4 6 Tiempo [μs] 8 10 La densidad de potencia de conmutación es superior a 500 kW/cm2. La ruptura por avalancha reduce en primer lugar la pendiente de la rampa de tensión y a continuación limita automáticamente la sobretensión. 38 Durante los años 90 se daba por sentado que un evento de ruptura por avalancha dinámica representaba una condición de funcionamiento poco seguro. Tal ruptura se produce si la densidad de potencia (calculada como la intensidad a desconectar multiplicada por la tensión del enlace de CC) alcanza aproximadamente 150 kW/cm2. A partir de consideraciones teóricas no es posible mantener la conclusión de que la ruptura por avalancha dinámica es insegura. Por el contrario, el efecto es autolimitante [4] y, por tanto, puede considerarse inofensivo. En consecuencia, para los fabricantes tiene sentido elevar el límite de destrucción de los componentes al máximo nivel posible. Ya se han demostrado con éxito densidades de potencia de más de 1 mW/cm2 en todos los componentes modernos (IGCT, IGBT y diodos). Un ejemplo, que demuestra que grandes componentes pueden controlar con seguridad potencias muy altas de salida, se muestra en 7 . Debido a las limitaciones térmicas, hoy en día apenas es posible operar con componentes a una potencia eficaz de más de unos 100 kW/cm2. Sin embargo, está justificada la cuestión de si un margen SOA superior a este límite tiene importancia práctica. La respuesta es afirmativa por las razones siguientes: En dispositivos semiconductores de potencia de gran superficie no se puede asumir que la corriente fluye uniformemente por el semiconductor. Irregularidades en la refrigeración, diferentes inductancias de acoplamiento y propiedades ligeramente distintas de los semiconductores pueden originar diferencias importantes de temperatura y cargas eléctricas no homogéneas, estas últimas especialmente durante la conexión y desconexión [7]. Los márgenes grandes de potencia pueden evitar el fallo de los componentes en tales condiciones. Varios grandes fabricantes de equipos pudieron probar una relación causal entre los márgenes de potencia y la fiabilidad del campo, incluso con los componentes operando en condiciones nominales, dentro de los límites de las especificaciones. Una gran tolerancia para la ruptura por avalancha dinámica evita que surjan sobretensiones más allá de las tensiones nominales especificadas (véase 7 ). Un margen grande de potencia SOA puede servir para afrontar condiciones de sobrecarga muy poco frecuentes (por ejemplo, condiciones de averías). Generalmente, las grandes cargas disipadas durante tales sucesos pueden tolerarse, ya que el corte sólo suele ocurrir una vez. Aumento de la máxima temperatura de la unión La ampliación de los límites de temperatura está estrechamente relacionada con las propiedades de la tecnología de encapsulado, que se discuten con más detalle en la segunda parte de este artículo. Comparativa IGCT e IGBT La menor potencia de conducción del IGBT se suele citar como una ventaja esencial de este dispositivo en comparación con el IGCT. La diferencia en potencia de conducción es atribuible al hecho de que el IGBT está controlado por una entrada MOS, mientras que el IGCT es un dispositivo controlado por la intensidad. En la práctica, sin embargo, la necesidad de diferente potencia sólo es crucial en un pequeño número de aplicaciones, dado que la potencia de conducción es lo bastante baja como para Revista ABB 4/2006 Semiconductores de potencia Lo más brillante de la energía obtenerla con un esfuerzo aceptable. Por otro lado, la diferencia más importante entre un IGCT y un IGBT desde el punto de vista de la aplicación está en el hecho de que el IGBT puede ser controlado por la tensión de puerta durante la conexión/desconexión, mientras que los transitorios de conmutación en el IGCT están gobernados únicamente por la dinámica interna del componente. Esta diferencia, que puede parecer poco importante a primera vista, tiene consecuencias trascendentales para la topología del circuito y para aplicaciones que exigen la conexión en paralelo y/o en serie. Diferencias en topología de circuitos Debido a la estructura interna del tiristor IGCT, el dispositivo genera corriente muy rápidamente durante el encendido, es decir produce una acusada variación di/dt que genera una solicitación inaceptable en los diodos auxiliares. Debido a ello, es preciso restringir siempre la variación di/dt en circuitos IGCT por medio de un circuito limitador. En inversores de fuente de tensión, esta solución suele consistir en una pequeña inductancia en serie con el interruptor 8 . Aunque ello aumenta la complejidad del circuito, tiene varias ventajas: 8 Circuito de prueba de fase de un IGCT di/dt circuito limitante Li Ri + - IGCT Di VDC Dcirc. libre Lcarga El gradiente de intensidad máximo permitido por el inductor Li durante la activación es di/dtmax = UDC/Li. Los elementos Di y Ri forman un circuito de circulación libre para Li y limitan la sobretensión durante el corte del IGCT. 1. En inversores de fuente de tensión sin limitación di/dt externa (como los circuitos típicos IGBT), dicha limitación ha de tener lugar mediante control del propio dispositivo de conmutación, lo que causa pérdidas sustanciales de conexión. En inversores con altas tensiones, la combinación de las pérdidas de conexión del interruptor y las pérdidas de recuperación del diodo constituyen entre el 40 y 60 por ciento de las pérdidas totales del inversor, dependiendo de la frecuencia de conmutación. Pérdidas de conexión notablemente menores tienen lugar en un interruptor de silicio utilizado con un limitador di/dt pasivo, liberando al dispositivo de carga térmica y, en consecuencia, permitiendo en principio una mayor potencia de salida para el inversor. Sin embargo, debe señalarse que a pesar de todo se producen pérdidas, dado que se transfieren al circuito de circulación libre del limitador de di/dt (ocurren en la resistencia Ri y en el diodo Di de 8 ). La interpretación de que un inversor con un circuito limitador di/dt genera siempre menos pérdidas totales que un inversor IGBT convencional es, por tanto, incorrecta. En dispositivos semiconductores de potencia de gran superficie no se puede asumir que la corriente fluye uniformemente por el semiconductor. 2. La segunda ventaja es que, como resultado de la limitación di/dt pasiva, la intensidad sólo puede aumentar con relativa lentitud cuando se produce una avería (por ejemplo, un cortocircuito en el puente inversor o en la carga). Por consiguiente, existen dos estrategias efectivas para afrontar tales sucesos: (a) Si la avería se detecta a tiempo, es posible hacer una desconexión normal; (b) La energía almacenada en el enlace de CC se puede descargar activando todos los interruptores y dispersarla en todos los semiconductores (se puede dimensionar la inductancia Li para mantener la intensidad de cortocircuito dentro de límites seguros). Conexión en paralelo y en serie Dado que no se puede influir externamente en los transitorios de conmutación de un IGCT, el circuito de control de puerta ha de accionar el conjunto del dispositivo de forma simultánea para garantizar un proceso de desconexión homogéneo y, por tanto, seguro. La diferencia de tiempo tolerable es inferior a 100 ns, lo que significa que los IGCT sólo se pueden operar en paralelo o en serie con un esfuerzo relativamente grande. En ambos casos, los circuitos amortiguadores, activos o pasivos, han de compensar incluso las diferencias más pequeñas de tiempos de conmutación entre los IGCT (causadas por los errores de tiempo de control y por condiciones locales como la temperatura). Si no se consigue esto, se pueden sobrecargar los dispositivos IGCT individuales. El coste y la complejidad de estos circuitos amortiguadores son, generalmente, demasiado altos en comparación con los de la alternativa IGBT. Para finalizar, los IGCT funcionan mejor en aplicaciones en las que cada función de conmutación es realizada por un solo dispositivo. En la segunda parte de este artículo sobre semiconductores de alta potencia, que se publicará en Revista ABB 1/2007, trataremos diversos aspectos del diseño de encapsulados. Además estudiaremos el potencial de los materiales de ‘amplio salto de banda’. Stefan Linder ABB Switzerland Ltd, Semiconductors Lenzburg, Suiza stefan.linder@ch.abb.com Bibliografía [1] K. Eriksson: ‘HVDC LightTM and Development of Voltage Source Converters’. Proc. IEEE/PES T&D Latin American Conf., Sao Paolo, 2002 [2] T. Laska, F. Pfirsch, F. Hirler, J. Niedermeyr, C. Schaeffer, T. Schmidt: ‘1200V-Trench-IGBT Study with Short Circuit SOA’. Proc. ISPSD’98, 433–436, Kyoto, 1998 [3] M. Mori, Y. Uchino, J. Sakano, H. Kobayashi: ‘A Novel High-Conductivity IGBT (HiGT) with a Short Circuit Capability’. Proc. ISPSD’98, 429–432, Kyoto, 1998 [4] Linder, Stefan: Power Semiconductors. EPFL Press / CRC Press, 2006. ISBN 2-940222-09-6 (EPFL Press) oder 0-8247–2569-7 (CRC Press). [5] S. Dewar et al.: ‘Soft Punch Through (SPT) – Setting new Standards in 1200V IGBT’. Proc. PCIM Nuremberg, 2000 [6] T. Laska et al.: ‘The Field Stop IGBT (FS IG-BT) – A New Power Device Concept with a Great Improvement Potential’. Proc. ISPSD’2000, 355–358, Toulouse, 2000. [7] D. Cottet et al.: ‘Numerical Simulations for Electromagnetic Power Module Design’. Proc. ISPSD’06, 209–212, Naples, 2006 [8] M. Rahimo, A. Kopta, S. Eicher: ‘Next Generation Planar IGBTs with SPT+ ’. Power Electronics Europe, Ausgabe 06, 2005. Revista ABB 4/2006 39