Download Sistema integrado de control de temperatura aplicado a sensores

Sistema integrado de control de temperatura aplicado a
sensores de gas de óxido metálico.
César Pedraza*1, Mauricio Guerrero*2, Antonio García*2
cesarpedraza@correo.usta.edu.co, maguerre@uniandes.edu.co, angarcia@uniandes.edu.co
ABSTRACT
This document presents the design of an ASIC that
controls the operation temperature of a micromachined gas
sensor. The design process begins with a high level
description model in VHDL-AMS, this language is getting
importance because it is able to integrate several physical
domains in just one simulation environment. Also, It´s
showed the results of the design of a full custom chip
using the AMI C5 technology and Berkeley´s MAGIC
tool.
RESUMEN
En el presente documento, se presenta el proceso de
diseño de un dispositivo ASIC que tiene por objeto el
control de potencia para la resistencia de calentamiento de
un microsensor de gas. Dicho proceso se inicia mediante
el modelamiento del diseño en alto nivel por medio del
VHDL-AMS, lenguaje que está cobrando importancia
gracias a que integra varios dominios físicos mixtos en un
mismo entorno de simulación. A lo largo del desarrollo del
proyecto se logró realizar pruebas en varias herramientas
de software, tales como SystemVision de Mentor
Graphics, Hammster y Simplorer de ANSOFT, obteniendo
en todas resultados similares y satisfactorios a nivel del
control de potencia de la resistencia. Posteriormente se
realizó el diseño VLSI con el objeto de integrar todo el
sistema en un mismo chip, usando la tecnología AMI C5
y el software MAGIC de Berkeley como herramienta.
1. INTRODUCCIÓN
Los sensores de gas son dispositivos ampliamente usados
en la industria para el monitoreo y control de gases
tóxicos, control de procesos industriales e incluso
agrícolas.
Existen diversos tipos de sensores de gas, entre los cuales
encontramos los de tipo Taguchi basados en detección con
óxidos metálicos. Este tipo de sensores se fabrican en
versiones 3D y 2D. Los 3D consisten en estructuras
semiconductoras
tridimensionales
como
cilindros
cubiertos de óxido metálico, que al ser sometido a
determinadas temperaturas mediante una resistencia de
calentamiento (ej. filamento de platino), adquieren la
capacidad de cambiar su resistencia en presencia de
ciertos gases. Así mismo los sensores con estructuras 2D,
figura 1, poseen materiales semiconductores coplanares
con el mismo principio de funcionamiento.
Los valores típicos de temperatura para la operación de los
sensores de óxido metálico van desde la temperatura
ambiente hasta 400-450 grados Celsius. Dichas
temperaturas se logran mediante una resistencia de
calentamiento que se ubica en la base del sensor
(Resistencia metálica o en polisicilio).
Figura 1. Estructura de un sensor de gas de óxido metálico de
estructura 2D.
2. DISEÑO DEL SISTEMA
*1
Docente Facultad Ingeniería Electrónica. Universidad
Santo Tomás. Bogotá Colombia.
*2
Docente Facultad Ingeniería Electrónica. Universidad
de Los Andes. Bogotá Colombia.
La resistencia de calentamiento en los sensores
comerciales deriva de su valor nominal en el tiempo a
causa de la fatiga y cambios estructurales del material.
Dicha deriva de resistencia es en realidad un problema en
la operación del sensor ya que esto ocasiona cambios en
la temperatura aplicada. La temperatura es un factor
determinante en la selectividad y sensibilidad del sensor.
Normalmente, este valor de resistencia alcanza un buen
grado de estabilización después de un par de meses de
operación, pero hasta entonces, se hace necesario un ajuste
de los valores de voltaje aplicados para corregir el error de
temperatura.
2.1. Modelamiento VHDL-AMS
Una característica de la resistencia de calentamiento del
sensor es que no es lineal, dado que se está trabajando con
un sistema que disipa calor, aunque es posible hacer una
aproximación lineal para el rango de temperaturas en el
que se opera el sensor Figura 4.
0,04
0,035
Para este proyecto se empleó la arquitectura de los
sensores actualmente comercializados por Microchemical
Sensors (Suiza) y diseñada inicialmente por el laboratorio
LAAS (Toulouse-Francia). Los valores típicos de
variación de la resistencia son de aproximadamente un
20% del valor inicial y la potencia máxima disipada es de
83mW a una temperatura de 450ºC.
0,03
0,025
0,02
0,015
y = 1,325E-03x - 5,435E-02
0,01
0,005
0
55
57
59
61
63
65
67
69
R e s i s t e nc i a
Figura 4 . Gráfica y ecuación de la corriente en función de la
resistencia.
Figura 2 .Diagrama descriptivo de la aplicación del sistema
Es conveniente entonces diseñar un sistema de control que
permita dominar los valores de temperatura de la
resistencia, figura 2, sin importar el grado de
envejecimiento que haya sufrido. Se ha establecido que la
temperatura del sensor está asociada directamente a la
potencia de su resistencia de calentamiento [8]. Un control
de potencia es la solución al problema del error en los
valores de temperatura causados por el envejecimiento de
la resistencia del sensor.
La figura 3 muestra la propuesta para un control
proporcional de potencia de la resistencia de
calentamiento.
Figura 3 . Diagrama de bloques del control de potencia.
Dicha ecuación es será fundamental para describir el
comportamiento
del
sensor
en
VHDL-AMS.
Adicionalmente en la ecuación 1 se obtiene un parámetro
cuyo valor depende de la resistencia a temperatura
ambiente, este valor cambia en los primeros meses de uso
del sensor, a causa de efectos de envejecimiento y fatiga
de los materiales [8].
r = i.754.7 + r0
Ec. 1
El valor de la resistencia a temperatura ambiente se denota
como r0 en la descripción AMS.
De la misma forma que con la resistencia de
calentamiento, se describen cada unos de los bloques que
forman el control, como el PWM, medidor de potencia, y
control del PWM.
La figura 5 muestra el diagrama de bloques del sistema
de control en lazo cerrado, cada uno de los cuales se
encuentra descrito en VHDL-AMS. La figura 6 y 7
muestra parte de los resultados de la simulación, se
observa el voltaje del sensor al solicitar dos valores de
potencia, 50mW y 80mW. Verificando el funcionamiento
del modelo de la resistencia. Se observa claramente los
tiempos de respuesta del sistema. Dichos tiempos se ven
reducidos debido a que al suministrar más voltaje al
modelo, inmediatamente el sensor disipará más potencia,
aún cuando no haya cambiado completamente su
temperatura.
comparador
r3
in_pos
salida
p2
p1
in_neg
p1
gnd
salida
triangular1
gnd
pot_me d
pvout
p2 gnd
p2
p1
ps2
se nsor1
ps1
Parámetro
Alimentación
Ganancia
Frecuencia ganancia
unitaria
Slew Rate
Consumo
Valor
3.3V
2000
10MHz
106V/s
300µW
Tabla 1. Especificaciones del amplificador
gnd
p1
p2
val
r1
input
control
Figura 5 .Diagrama de bloques del control
2.5
Se pretende diseñar en general un amplificador de dos
etapas. La figura 8 muestra la estructura general. M10 y
M9 forman un divisor de voltaje para controlar el espejo
de corriente de los dos amplificadores.
sensor1.ps1.V [V]
2
1.5
1
0.5
0
0
5m
10m
15m
20m
25m
30m
35m 40m t [s]
Figura 6. Voltaje del sensor con sp= 50mW y sp=80mW
90m
Figura 8. Diagrama esquemático amplificador operacional
sin compensación
pot_med.potencia
80m
El slew rate se encuentra determinado por la corriente
máxima que fluye a través de ID5 e ID7. La ecuación 2
describe esta situación.
70m
60m
50m
SR =
40m
30m
20m
dVo I
=
dt
C
Ec. 2
Luego se debe cumplir la condición:
10m
0
0
5m
10m
15m
20m
25m
30m
35m 40m t [s]
Figura 7. Potencia del sensor con sp= 50mW y sp=80mW
2.2. Diseño VLSI.
Amplificador operacional.
El amplificador operacional es el dispositivo más
importante en el desarrollo del control de potencia que
deseamos. Es necesario para el modulador por ancho de
pulso, para el multiplicador, sumador, restador entre otros.
Para el caso se desea diseñar un amplificador operacional
con las características de la tabla 1 ya que satisface las
condiciones necesarias para el funcionamiento del control.
I D5
> 106V / s
C
Ec. 3
De igual forma se debe cumplir la condición para M7. La
capacitancia en cada uno de los casos corresponde a la
carga capacitiva vista por cada uno. Dado que cada uno
tiene un valor distinto, es aconsejable adicionar un
condensador de compensación entre gate y source de M6.
Luego de determinar ID5 e ID7 se puede determinar los
tamaños de M5 y M7 dependiendo del rango de voltaje de
entrada máximo en modo común.
CMR − = VSS + VT 1 +
I D5
μ nCox (W / L)5
Ec. 4
CMR + = VDD + VT 3 +
I D5
2 μnCox (W / L)3
Ec. 5
Para determinar los tamaños de M2 y M6 es necesario
asegurarnos de la ganancia del amplificador:
A=
2 gm2 gm6
I D 5 (λ2 + λ4 ) I D 7 (λ6 + λ7 )
Ec. 6
El valor del condensador de compensación se escogió de
0.5µF, por lo tanto para cumplir con la condición de ancho
de banda:
Gm2=GB*Cc
Ec. 7
A partir de 6 y 7 se puede determinar los tamaños de M2 y
M6. M1 será del mismo tamaño de M2 dado que ambos
son los que reciben las señales de entrada.
El L mínimo permitido por la tecnología es de 0.6µm así
que se selecciona este valor para los transistores para
alcanzar el máximo ancho de banda. Para M3 y M4 se
asumen tamaños similares a M1 y M2, debido a que deben
soportar un valor de corriente igual. Naturalmente, M3 y
M4 deben ser de valor similar ya que se tratan de los
transistores que establecen el espejo de corriente para el
diferencial.
Las simulaciones muestran una discordancia entre los
valores de las características obtenidas y las que se
deseaban en el momento del diseño, así que en general es
necesario realizar ajustes sobre los tamaños de los
transistores para llegar a los que se desea, en especial
sobre los de salida M6 y M7. Las razones de dichas
discordancias obedecen en parte al tipo de tecnología y el
error de los parámetros tomados para los cálculos. Es
posible encontrar problemas al momento de la simulación,
en relación con los datos tomados para la simulación en el
nivel de los parámetros. Para las presentes simulaciones se
tomaron parámetros de transistor nivel 53.
Multivibrador controlado por voltaje (VCM)
Es importante destacar la tarea del VCM ya que este se
encargará de generar la señal triangular requerida para la
comparación en el PWM. Se ha seleccionado una
arquitectura current starved para dicho oscilador. Consiste
en un circuito realimentado de un número impar de
inversores lógicos, cuya corriente es controlada mediante
un espejo, y que a su vez es comandado por un voltaje de
referencia. Figura 10.
La condición de consumo de potencia nos indica que:
(VDD + VSS)(ID9 + ID5 + ID7) < 300µW Ec. 8
Condición que es respetada gracias al bajo valor de
corriente en el amplificador y que se obtiene mediante la
ecuación 8.
La figura 8 muestra los valores finales de los tamaños para
el amplificador.
Figura 10. Multivibrador controlado por voltaje current starved
En principio el sistema oscila dependiendo de la corriente
que se le entregue a los inversores, así como del valor de
la capacitancia parásita existente en los gate de los
transistores MU y MD. Otro factor determinante de la
frecuencia de oscilación es el número de etapas existentes
en el VCM.
La ecuación 9 [7] muestra el valor aproximado de la
frecuencia de oscilación en función de la corriente de
referencia I, número de etapas N, capacitancia de nodo C
y voltaje de la fuente VDD.
f =
Figura 9. Respuesta en frecuencia del amplificador
I
N .C.VDD
Ec. 9
Es importante tener en cuenta el valor de las capacitancias
parásitas de acuerdo a la tecnología. Un valor medido [9]
de dicha capacitancia entre polisilicio y región activa es de
2.4fF/µ2. El valor de la corriente se toma como 1µA para
simplificar los cálculos y la frecuencia seleccionada es del
orden de 1MHz.
Así pues se calculan los tamaños de los transistores MU y
MD tomando 5 y 7 etapas.
Etapas
Capacitancia por
nodo
W
L
W para
L=0.7µm
5
7
60fF
43fF
18
25
7.5µm
5.4µm
Tabla 2. Valores de capacitancias de gate para el VCM.
Se eligen 7 etapas y los transistores del espejo se escogen
de manera que permitan el paso de al menos 1µA.
Adicionalmente el voltaje de referencia debe cumplir con
la ecuación 10 para que dichos transistores conduzcan.
Vth < Vref < VDD-Vthp Ec. 10
Si VDD es de 3.3V se debe cumplir 1V < Vref < 2.4V.
La figura 17 muestra el layout del VCM realizado en
magic layout system. Posteriormente se realizó la
extracción del mismo obteniendo como resultado la forma
de onda de la figura 18.
Figura 12. Señal de salida del VCM
Es de esperarse que el sistema oscile a 1MHz
aproximadamente cuando fluya 1µA a través del espejo de
corriente. En la medida en la que se aumenta el valor de la
tensión de referencia se espera que la frecuencia aumente.
Se obtuvieron los siguientes resultados:
Vref
[V]
1.25
1.4
1.5
1.55
f
[MHz]
1.7
2.26
2.62
2.92
Tabla 3. Valores de frecuencia para distintas tensiones del VCM
Multiplicador análogo.
Mediante el multiplicador análogo se calculará la potencia
que se disipa en Rh. Mediante una resistencia de bajo
valor, se tomará la muestra de corriente para multiplicarla
por el voltaje.
Figura 11. Layout del VCM
En el layout de la figura 12 se observa un inversor de
salida, dicho inversor tiene como objeto reconstruir la
señal del VCM, dado que la forma de onda dentro del
circuito realimentado tiene características exponenciales.
Esto último se debe a que se está controlando la frecuencia
mediante la carga y descarga de las capacitancias
existentes en los gate de los inversores, a pesar de que la
corriente tiende a ser constante.
Para el caso del cálculo de la potencia nos interesa
solamente un multiplicador de un cuadrante, es decir solo
deseamos obtener valores de potencia calculada positiva.
Por ello se opta por implementar un multiplicador con
modulación por ancho de pulso, además de su relativa
sencillez. La figura 10 ilustra la forma típica de
implementar dicho multiplicador.
Se observa que al modular una de las señales y luego
demodular dependiendo del valor análogo de la otra, se
obtiene un valor proporcional a la multiplicación de ambas
señales.
La figura 16 detalla la relación entre el voltaje de control y
la potencia del sensor. Dichos valores se obtienen a partir
de las mediciones de corriente y voltaje para distintas
potencias del sensor, y los cálculos hechos para el diseño
VLSI.
90
80
70
60
50
Figura 13. Diagrama esquemático de un multiplicador análogo
de un cuadrante.
40
30
20
10
Pruebas a lazo cerrado
El siguiente paso en nuestro diseño consiste en realizar
algunas pruebas a lazo cerrado. En las pruebas se simula el
sistema solicitándole dos valores de potencia distintas. Los
valores de potencia se piden mediante dos tensiones de
control, una de 1V y otra de 1.5V. La figura 14 muestra
las entradas del amplificador comparador generador de
PWM.
0
0,50
0,75
1,00
1,25
1,50
1,75
2,00
2,25
Figura 16 .Relación entre potencia del sensor y voltaje de control
La figura 17 muestra el aspecto final del diseño, en el cual
se observa claramente los puntos de soldadura y los
condensadores necesarios para el control (cuadros
oscuros). El tamaño final es de 900µm por 900µm,
mínimo requerido para el proceso de fabricación.
Figura 14. Señal de control y la triangular en el modulador
PWM.
Así mismo la figura 15 muestra el voltaje de la
resistencia del sensor (línea continua) y del sensor más la
resistencia para cálculo de corriente (línea discontinua).
Figura 17. Aspecto final del layout.
Figura 15. Voltaje del sensor.
2,50
c ont r ol [ V]
3. CONCLUSIONES
-
-
-
-
-
El control de potencia es una buena alternativa de
solución a los problemas de manejos de temperatura
en sistemas que cambian sus características con el
tiempo a causa de la fatiga de los materiales.
Mediante un sistema de control como el propuesto se
mejoraría el desempeño de sensores de gas a base de
óxido metálico, permitiendo ser explotados en un
mayor rango de aplicaciones donde se necesite mayor
precisión y selectividad.
En este proyecto se empleo una metodología de
diseño top-down empleando exhaustivamente
herramientas de diseño y simulación. VHDL-AMS
para realizar un modelo termoeléctrico del sensor y
del control propuesto, Magic como herramienta de
diseño de layouts (full-custom), así como un uso
exhaustivo de SPICE para simular y validar
eléctricamente los diseños.
VHDL-AMS es una herramienta muy útil para el
modelaje y simulación de sistemas mixtos, en este
proyecto se modelo el comportamiento térmico y
eléctrico del sistema, sin embargo otros dominios
como el magnético, mecánico, etc., pueden ser
también modelados.
Un CI de 810um2 con base en una tecnología de
0,5um de MOSIS es propuesto como solución al
problema planteado.
4. REFERENCIAS
[1]
[2]
[3]
[4]
[5]
[6]
[7]
FIGARO GROUP. General information for TGS
sensors. 2003.
HAHN Simone, SnO2 thick film sensors at ultimate
limits: Performance at low O2 and H2O
concentrations; Size reduction by CMOS technology.
2002.
Mentor Graphics. Fundamentals of VHDL-AMS for
High-Speed Buffer Modeling. 2003.
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Multiplier with Single-Ended Voltage Output and
Improved Temperature Performance. IEEE Journal of
Solid State Circuits. Vol 26 No 9 Septiembre 1991.
Gray Paul, Meyer Robert. MOS Operacional
Amplifier Design. A Tutotial Overview. IEEE Journal
of Solid State Circuits, Vol SC-17, No 6, Diciembre
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2004.
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M. Guerrero, P. Menini, A. Martinez Laboratoire
d’Analyse et d’Architecture de Systèmes (LAASCNRS),
7 Avenue du Colonel Roche, 31077
Toulouse-France.
[9] Mosis Parametric Test Results. Run: T06f, Vendor:
Ami ,Technology: Scn05, Feature Size: 0.5 Microns