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Módulo I Tecnología CMOS
Tema 5. Cables
Módulo I Tecnología CMOS
„
Tema 1. Tecnologías de diseño microelectrónico.
microelectrónico.
Tema 2. Diseño digital CMOS.
Tema 3. Diseño físico de circuitos CMOS.
„
Tema 4. Diseño de elementos CMOS específicos.
„
Tema 5. Cables.
„
„
Tema 5 Cables
„
5.1.- Modelos eléctricos de los cables:
– a. cable ideal
– b. línea de transmisión.
– c. impedancia de una línea de transmisión
„
5.2.- Líneas de transmisión simples:
–
–
–
–
„
„
a. modelo resistivo
b. modelo resistivo–
resistivo–capacitivo
c. modelo capacitivo–
capacitivo–inductivo.
d. modelo con atenuación
5.3.- Modelos de coste de las interconexiones
5.4.- Técnicas de medida.
5.1.- Modelos eléctricos de
los cables
„
„
TIPOS DE CABLES
– Líneas de comunicació
comunicación
– Líneas de distribució
distribución de alimentació
alimentación
– Líneas de distribució
distribución de reloj
IMPORTANCIA
– Velocidad : el tiempo requerido para propagar una señ
señal a menudo
determina el tiempo de ciclo
– Alimentació
Alimentación: existe gran disipació
disipación de potencia debido al
cableado
– Coste: a dos niveles:
„ Por la cantidad de interconexiones
„ Por la cantidad de terminales del CI
5.1.- Modelos eléctricos de
los cables
„Fuera
del CI:
CI: se trata fundamentalmente de lí
líneas de
transmisió
transmisión LC, y deben terminarse adecuadamente para
permitir que la señ
señal se propague a la velocidad de la luz y
se absorba totalmente en el receptor.
Las lí
líneas muy largas tienen un componente resistivo que
produce atenuació
atenuación dependiente de la frecuencia (efecto
piel)
„Dentro del CI:
CI: fundamentalmente son lí
líneas de
transmisió
transmisión RC que suavizan las señ
señales de bordes
pronunciados
5.1.- Modelos eléctricos de
los cables
„Resistencia R=ρ*L/A
I
Ro
∆ V=R*I
Vi
Material
Plata
Cobre
Aluminio
Tungsteno
Vt
ρ(Ω-m)
Características
1.6 *10
1.7 *10 –8
2.7 *10 –8
5.5*10 –8
muy caro
–8
tarjetas impresas
CI
procesos implican altas T
5.1.- Modelos eléctricos de
los cables
„
Capacidad (C): es un componente que almacena una carga q
proporcional a la tensió
tensión V aplicada.
„
Es una propiedad entre 2
conductores y depende de la
forma y del medio que los separa
(dielé
(dieléctrico)
C=wε/s
ε= ε0 εr
ε0=8.854 *
I
∆V
∆V =
ε: permitividad del material
10-12
F/m
Material
Aire
Teflon
Dioxido de Si
Silicio
1
Idt
C∫
s
εr
1
2
3.9
11.7
w
5.1.- Modelos eléctricos de
los cables
„
Inductancia (L):
(L): es un componente cuya tensió
tensión en terminales V es
propocional a la relació
relación de cambio de la corriente.
I
∆V = L
dI
dt
∆V
„
„
Si los conductores de una lí
línea de transmisió
transmisión está
están rodeados de un
dielé
dieléctrico se cumple:
„ CL=µ
µ permeabilidad
CL=µε
En la mayor parte de los casos µ= µ0=4Π
=4Π10-7H/m
5.1.- Modelos eléctricos de los
cables
„
Cable ideal: L=0 C=0 R=0 retardo =0 Se trataría por
tanto de una región equipotencial.
Vo
Vo = Vi en un tiempo 0
Vi
5.1.- Modelos eléctricos de los
cables
Línea de transmisión
Modelo infinitesimal
∂I
∂V
= R*I + L
∂t
∂x
∂V
∂I
= G *V + C
∂t
∂x
∂ IL
∂V L
= L
∂x
∂t
∂ IC
∂V C
= C
∂x
∂t
∂ 2V
∂V
∂ 2V
= R * G *V + ( R * C + L * G )
+ L *C * 2
∂x 2
∂t
∂t
5.1.- Modelos eléctricos de los
cables
„Modelo distribuido: los elementos se distribuyen a lo largo de la
longitud de la interconexión, pero no se localizan en una posición fija.
∂ 2V
∂V
∂ 2V
= R * G *V + ( R * C + L * G )
+ L *C * 2
2
∂x
∂t
∂t
Si suponemos G=0
„
Ecuación que gobierna la
propagación de ondas en
una LT
∂ 2V
∂V
∂ 2V
=
R
*
C
+
L
*
C
*
∂x 2
∂t
∂t 2
Modelo discreto:
Tema 5 Cables
„
5.1.- Modelos eléctricos de los cables:
– a. cable ideal
– b. línea de transmisión.
– c. impedancia de una línea de transmisión
„
5.2.- Líneas de transmisión simples:
–
–
–
–
„
„
a. modelo resistivo
b. modelo resistivo–
resistivo–capacitivo
c. modelo capacitivo–
capacitivo–inductivo.
d. modelo con atenuación
5.3.- Modelos de coste de las interconexiones
5.4.- Técnicas de medida.
5.1.- Modelos eléctricos de los
cables
„
Impedancia Z: es la relación
entre la diferencia de tensiones
entre dos puntos A y B de una red y
la intensidad que circula por ese
tramo.
I
A
B
ZAB =
ZAB
VA
„
VA − VB
I
VB
Impedancia de una línea infinita:
infinita: es la impedancia vista desde el emisor
5.1.- Modelos eléctricos de los
cables
„
Estudio en frecuencia. Transformada de Laplace
∂V L
∂ IL
=L
⇒ V L (s) = LsI L (s)
∂x
∂t
∂ IC
∂V C
=C
⇒ Ic ( s ) = CsVc(s)
∂x
∂t
Vi ( s ) = R * I ( s )dx + LsdxI ( s ) +
Vo( s ) =
1
IC ( s )
Cdxs
1
IC ( s )
Cdxs
Z L = Ls
Zc =
1
Cs
5.1.- Modelos eléctricos de los
cables
una línea finita
terminada
adecuadamente con
Zt=Z0 se comporta
como una línea
infinita
S=jw
1
Z0 = R * dx + L * dx * s +
C * dx * s + Gdx +
1
Z0
1
) =1
Z0
Z0 2 (Cs + G) − Z0(R + sL)(Cs + G)dx − (R + Ls) = 0
dx → 0
(Z0 − Rdx − sLdx)(Csdx + Gdx +
 R + Ls 
Z0 = 

 G + Cs 
1
2
Impedancia de una
línea infinita
5.1.- Modelos eléctricos de los
cables
I(s)
V(s,x)
V(s, x+dx)
 R + Ls 
Z0 = 

 G + Cs 
1
2
V ( s, x) = V ( s,0)e − x ((G + Cs ) )( R + Ls ) )
1/ 2
V ( s) = I ( s) * Z 0
V ( s, x) = V ( s,0)e − Ax
∂V
V (s)
= −( R + Ls ) I ( s ) = ( R + Ls )
1
∂x
Z0
A = ((G + Cs )( R + Ls ) )2
1
∂V
= ((G + Cs)(R + Ls)) 2 V(s)
∂x
A: Cte de propagación. Para una
frecuencia dada determina la
atenuación con la distancia y el
desfase
5.1.- Modelos eléctricos de los
cables
I(s)
Camino de la señal
„Una línea de transmisión
es una red de 4 puertos
V(s,x)
V(s, x+dx)
Retorno de la señal
„
„
„
Si un transmisor inyecta una corriente i en el conductor,
una corriente –i fluye en la tierra
La C es en gran parte la capacidad entre la señal y la tierra
La L es fundamentalmente la autoinductancia entre la señal
y su retorno
5.1.- Modelos eléctricos de los
cables
Modelo discreto
„
El modelo discreto de una línea de transmisión requiere discretizar el
espacio y el tiempo. Dicho modelo funciona :
– Cuando la frecuencia de resonancia del circuito LC en cada sección
es al menos un orden de magnitud mayor que la frecuencia máxima
de interés
wreson =
1
∆x LC
– Cuando el periodo de muestreo ∆t es pequeñ
pequeño comparado con el
periodo del circuito resonante
∆t << 2π∆x LC << 2tr
5.1.- Modelos eléctricos de los
cables
Resumen:
∂ 2V
∂V
∂ 2V
= R *C
+ L *C * 2
∂x 2
∂t
∂t
 R + Ls 
Z0 = 

 G + Cs 
1
2
Ecuación que gobierna la
propagación de ondas en una LT
Impedancia de una línea infinita
1
V ( s, x) = V ( s,0)e
− x ((G + Cs ) )( R + Ls ) )1/ 2
V ( s, x) = V ( s,0)e − Ax
A = ((G + Cs)(R + Ls))2
A:Cte de propagación.
Tema 5 Cables
„
5.1.- Modelos eléctricos de los cables:
– a. cable ideal
– b. línea de transmisión.
– c. impedancia de una línea de transmisión
„
5.2.- Líneas de transmisión simples:
–
–
–
–
„
„
a. modelo resistivo
b. modelo resistivo–
resistivo–capacitivo
c. modelo capacitivo–
capacitivo–inductivo.
d. modelo con atenuación
5.3.- Modelos de coste de las interconexiones
5.4.- Técnicas de medida.
5.2.- Líneas de transmisión
simples
a. modelo resistivo
„
„
Un cable corto puede modelarse como una resistencia si distribuye
cantidades substanciales de corriente contínua.
contínua. Por ejemplo las líneas
de alimentación dentro del chip.
El problema de estos cables resistivos es la caida IR a través del cable
Z fuente
Ro
Zdestino
Vi
Ej. Un cable de A=0.6*0.6 µm2
ρ=0.07 Ω/square
L=5mm
R=0.07*5*10-3/0.6*.10-6=583 Ω
Si I=0.5mA IR≅300mV
5.2.- Líneas de transmisión
simples
b. modelo resistivo–
resistivo–capacitivo
Líneas de transmisión RC: pueden utilizarse para cables largos dentro del chip
Solución de la ec. de difusión
∂ 2V
∂V
∂ 2V
=
R
*
C
+
L
*
C
*
∂x 2
∂t
∂t 2
∂ 2V
∂V
= R *C
2
∂x
∂t
Ecuación de difusión
f = C1e
R fuente
 t

± A x +C 2 
A
 RC

+ C3
Ro
C
Rdestino
Vi
En un modelo discreto,
para una entrada
escalón tenemos
Vo = Vi (1 − e
−
t
RC
)
5.2.- Líneas de transmisión
simples
„
La señal se difunde por la línea y los bordes se dispersan
con la distancia
Retardo ≅ RC
Como regla general se suele tomar
td=0.4 d2 RC
tr=d2 RC
Para un cable típico
R=0.12Ω/µm C=0.16fF/µm
RC≅2*10-17 s/µm2
l=10mm td=0.8ns tr=2ns
Hay una gran degradación del tr. Una
pequeña cantidad de ruido puede dar
lugar a un gran desplazamiento de la
señal (skew, jitter)
5.2.- Líneas de transmisión
simples
„
¿Qué ocurre a baja frecuencia para líneas con una L
significativa?
– Por debajo de fo=R/2
ΠL la lí
fo=R/2Π
línea se comporta como una lí
línea RC
dispersiva
– Esto suele ocurrir entre 10KHz y 1MHz.
– El comportamiento dispersivo a bajas frecuencias causa interferencias
interferencias
entre sí
símbolos.
– Solució
Solución: eliminar las componentes inferiores a fo
Tema 5 Cables
„
5.1.- Modelos eléctricos de los cables:
– a. cable ideal
– b. línea de transmisión.
– c. impedancia de una línea de transmisión
„
5.2.- Líneas de transmisión simples:
–
–
–
–
„
„
a. modelo resistivo
b. modelo resistivo–
resistivo–capacitivo
c. modelo capacitivo–
capacitivo–inductivo.
inductivo.
d. modelo con atenuación
5.3.- Modelos de coste de las interconexiones
5.4.- Técnicas de medida.
5.2.- Líneas de transmisión
simples
– c. modelo capacitivo–
capacitivo–inductivo.
„
Líneas de transmisión LC: pueden utilizarse para cables largos fuera
fuera
del chip
∂ 2V
∂V
∂ 2V
*
*
*
L
C
R
C
+
=
∂t 2
∂t
∂x 2
∂ 2V
∂ 2V
*
*
L
C
=
∂t 2
∂x 2
Ecuación de ondas
5.2.- Líneas de transmisión
simples
Solución de la ecuación de ondas:
Vf(x,
Vf(x, t)=V(0, tt-x/v)
x/v)
Vr(x,
Vr(x, t)=V(xmax
t)=V(xmax,, tt-(xmaxxmax-x)/v)
x)/v)
„
„
„
No hay distorsión
Impedancia de la línea
v=
1
1
1
=
=c
LC
εoεrµo
εr
 R + Ls 
Z0 = 

 G + Cs 
1
2
≅
L
C
La línea se comporta como un resistor
„If(x,
If(x, t)=Vf(x
t)=Vf(x,, t)/Zo
t)/Zo
Ir(x, t)=t)=-Vr(x,
Vr(x, t)/Zo
t)/Zo
„Valores típicos:
Independiente de la longitud de
la línea y de la frecuencia aplicada
–Cable coaxial Z0=50Ω
=50Ω
–Par trenzado Z0=100Ω
=100Ω
5.2.- Líneas de transmisión
simples
„
¿Qué ocurre en el driver?
driver?
Suponemos Vc=0 y una línea infinita
Primera onda incidente
Recordar: una línea finita
x
terminada adecuadamente con
VT (t − )
v
Zt=Z0 se comporta como una
Vi( x, t ) =
*Z0
línea infinita
Z 0 + R0
5.2.- Líneas de transmisión
simples
„
¿Qué pasa en el receptor?
El voltaje en circuito abierto es 2Vi. La razón es que si
reemplazamos ZT con otra sección de impedancia Zo, la Z que
se ve desde el emisor es Zo y la intensidad que pasa por la
carga es IT=Vi/Zo y VT=Vi.
Para que esto se mantenga Veq=2Vin
5.2.- Líneas de transmisión
simples
2Vi
Z0 + ZT
Ir = If − IT
IT =
If =
Vi
Z0
Vi
2Vi
Vi ZT − Z0
(
)
−
=
Z0 Z0 + ZT Z0 ZT + Z0
Ir Vr ZT − Z0
Kr = =
=
If Vi ZT + Z0
Ir =
Ecuación del
Telégrafo
5.2.- Líneas de transmisión
simples
Kr =
„
ZT − Z 0
ZT + Z 0
A.- ZT=Z0 Circuito bien terminado. Vr=0.
Vr=0. La onda se
absorbe completamente. VB=Vi
LT infinita
„
„
B.- ZT=∞ Circuito abierto. Vr=Vi. La onda se refleja por
completo. VB=Vi+Vr=2Vi
C. ZT=0 Cortocircuito. Vr=
-
Útil para drivers con mucha
impedancia de salida
Vi VB=0
Útil para generar pulsos cortos
5.2.- Líneas de transmisión
simples
„
En el caso general puede haber múltiples reflexiones
(según esté terminada la fuente) lo cual es una fuente de
ruido e interferencias entre símbolos.
VA(0)=VT/2
VB(td)=2VA=VT
VA(2td)=VT
5.2.- Líneas de transmisión
simples
„
KrT =
Para una terminación arbitraria en fuente y receptor
ZT − Z 0
ZT + Z 0
Krs =
Zs − Z 0
Zs + Z 0
Valores típicos de un driver
CMOS 8mA con 1K Ω de pullup
Z0=50Ω
ZT=1K Ω KrT=0.9 KrS=0.78
ZS=400 Ω
td=4ns
Para alcanzar 95% hacen falta
16 viajes (64ns)
5.2.- Líneas de transmisión
simples
5.2.- Líneas de transmisión
simples
Resumen
Resistencia discreta
Cables de alimentación del chip
Líneas RC
Cables largos dentro del chip
Líneas de transmisión LRC para frecuencias inferiores a
f0=R/2πL
Líneas LC
Líneas largas fuera del chip con R muy pequeña
Tema 5 Cables
„
5.1.- Modelos eléctricos de los cables:
– a. cable ideal
– b. línea de transmisión.
– c. impedancia de una línea de transmisión
„
5.2.- Líneas de transmisión simples:
–
–
–
–
„
„
a. modelo resistivo
b. modelo resistivo–
resistivo–capacitivo
c. modelo capacitivo–
capacitivo–inductivo.
d. modelo con atenuación
5.3.- Modelos de coste de las interconexiones
5.4.- Técnicas de medida.
5.2.- Líneas de transmisión
simples
Ecuaciones válidas para cualquier LT
∂ 2V
∂V
∂ 2V
= R *C
+ L *C * 2
∂x 2
∂t
∂t
 R + Ls 
Z0 = 

 G + Cs 
1
2
Ecuación que gobierna la
propagación de ondas en una LT
Impedancia de una línea infinita
1
V ( s, x) = V ( s,0)e
− x ((G + Cs ) )( R + Ls ) )1/ 2
V ( s, x) = V ( s,0)e − Ax
A = ((G + Cs)(R + Ls))2
A:Cte de propagación.
5.2.- Líneas de transmisión
simples
„
„
„
„
„
„
Líneas de transmisión LRC con pérdidas: en líneas muy
largas no se puede despreciar la resistencia de los conductores ni la
conductancia de los dieléctricos
La onda viajera se atenúa
La respuesta es un híbrido entre la onda viajera de la línea LC y la
respuesta difusiva de la RC
El efecto pelicular (skin
(skin effect)
effect) causa que la R aumente con la
frecuencia
La absorción del dieléctrico causa que G aumente con la frecuencia
frecuencia
Por tanto la atenuación es mayor para altas frecuencias
5.2.- Líneas de transmisión
simples
S=jw
V ( s, x) = V ( s,0)e − x ((G +Cs ) )( R + Ls ) )
1/ 2
Vi ( x) = Vi (0)e − x ((G + jwC ) )( R + jwL ) )
1/ 2
V ( s, x) = V ( s,0)e − Ax
1
A = ((G + jwC )( R + jwL) )2
Si se puede despreciar R y G
Vi ( x) = Vi (0)e − jwx
LC
Es la onda inicial desplazada
5.2.- Líneas de transmisión
simples
„
Si R y G son pequeñas, pero no despreciables, para altas
frecuencias
1/ 2
ción
Vi ( x) = Vi (0)e − x ((G + jwC ) )( R + jwL ) )
aria
V
fase
Vi ( x) = Vi (0)e − Ax
1
(
A = ((G + jwC )( R + jwL) )2 = (GR − w2 LC + jwCR + jwLG )
(
A ≅ (− w LC + jwCR + jwLG )
2
Por Taylor
A ≅ jw LC +
)
1
2
)
1
2
1
RC + GL  2

= jw LC 1 − j

wLC 

R
GZo
+
2 Zo
2
Pérdida amplitud
Zo =
L
C
5.2.- Líneas de transmisión
simples
A ≅ jw LC +
αR =
R
2Zo
Vi(x)
−(αR +αD)x
=e
Vi( 0 )
R
GZo
+
2 Zo
2
Factor debido a la
resistencia del conductor
αD = G
Zo
2
Factor debido a la
pérdida del dieléctrico
En la mayor parte de las LT G≅0
La respuesta en estado estacionario se atenúa en
Vi(x)
una cantidad proporcional longitud
−αRx
Vi( 0 )
=e
5.2.- Líneas de transmisión
simples
Un modelo de línea de longitud d (Rd=R*d)
En estado estacionario (DC)
VT
Z0
Rd + Z 0
VDC(d)
Zo
1
=
=
VT
Rd + Z 0 2αRd + 1
VDC(d) = I*Zo =
Como el gradiente debe ser cte en
estado estacionario
VDC(x)
2αRx
= 1−
VT
2αRd + 1
+
Rd
Z0
VT
-
αR =
R
2Zo
5.2.- Líneas de transmisión
simples
La combinación de la respuesta difusiva y la onda viajera se muestra en la
siguiente figura: es la respuesta a un escalón de una línea LRC
El escalón en cada punto tiene una amplitud
Vi(x)
= e −αrx
Vi( 0 )
La respuesta es dispersiva, debido a
que la respuesta de la línea depende de
la frecuencia
5.2.- Líneas de transmisión
simples
¾Sobre la frecuencia de corte fo=R/2
ΠL la línea se
fo=R/2Π
comporta como una línea LC con una atenuación
fija por unidad de longitud
¾Por debajo de f0, la línea es como una línea RC
con una respuesta filtro paso baja que cae
linealmente con la frecuencia
L=5mm
R=7Ω/m L=300nH/m
F0=R/2ΠL=3.7MHz
Tema 5 Cables
5.1.- Modelos eléctricos de los cables:
„
– a. cable ideal
– b. línea de transmisión.
– c. impedancia de una línea de transmisión
5.2.- Líneas de transmisión simples:
„
–
–
–
–
a. modelo resistivo
b. modelo resistivo–
resistivo–capacitivo
c. modelo capacitivo–
capacitivo–inductivo.
d. modelo con atenuación
„
5.3.- Modelos de coste de las interconexiones
„
5.4.- Técnicas de medida.
5.3.-Modelos de coste de las
interconexiones
¾Los cables son un factor muy importante en el coste final del CI
¾Se necesitan modelos
¾Limitaciones
Número de pistas disponibles
Número de pines del siguiente nivel de jerarquía
Coste en área
En ocasiones el área de una función está determinado por el interconexionado
BSC (Celda básica de almacenamiento)
6 transistores
W palabras
P2+P pistas cuadradas
B bits
P puertos de L/E
Nº transistores 6+P
Nº pistas (sin contar la de BSC) P horizontales
P+1 verticales
5.3.-Modelos de coste de las
interconexiones
Coste para diferentes niveles
de un sistema
Importancia de la integración
Coste de los terminales
Si un chip o una tarjeta está limitada por el número de pines, el coste
dominante es el coste de los terminales o pines
Para P pads área=(P* χ/4)2=P2 χ2/16
Ej. Un chip de P=500 χ=125µm
área=2.5 *102mm2
Si la lógica del chip es simple la
mayor parte del área no se utiliza
5.3.-Modelos de coste de las
interconexiones
Los empaquetamientos también son caros:
¾Plástico: h. 352 pines $0.01 por pin
Pobres propiedades eléctricas
Alimentación limitada
¾Cerámica: mayor número de pines
$0.1 por pin
Las tarjetas también pueden estar limitadas por número de
pines, pero de momento es menos dramático que los CIs.
Además, en las tarjetas el área no utilizada no resulta tan cara.
El coste viene determinado por el conector $0.01 /pin
Tema 5 Cables
„
5.1.- Modelos eléctricos de los cables:
– a. cable ideal
– b. línea de transmisión.
– c. impedancia de una línea de transmisión
„
5.2.- Líneas de transmisión simples:
–
–
–
–
a. modelo resistivo
b. modelo resistivo–
resistivo–capacitivo
c. modelo capacitivo–
capacitivo–inductivo.
d. modelo con atenuación
„
5.3.- Modelos de coste de las interconexiones
„
5.4.- Técnicas de medida.
5.4.-Técnicas de medida
„
„
Las LT son suficientemente complicadas para que las
ecuaciones vistas para R, C y L no modelen adecuadamente la
línea.
En la práctica los ingenieros construyen modelos eléctricos en 3
pasos:
– 1.1.- Se realiza un modelo físico con los componentes de la línea
– 2.2.- Se usa software de CAD para resolver numéricamente las ecuaciones
ecuaciones
de Maxwell, lo cual permite extraer los parámetros eléctricos del
del modelo
físico.
– 3.3.- Se valida el modelo en el laboratorio. La validación puede hacerse
hacerse
„
„
1.1.- En el dominio del tiempo: se necesita un reflectómetro
2.2.- En el dominio de la frecuencia: se necesita un analizador
de red
5.4.-Técnicas de medida
„
Dominio del tiempo :Reflectómetro
– Un TDR (Time –domain reflectómetro) es un generador de ondas
escalón y un osciloscopio como se muestra en la figura)
Sirve para medir la respuesta
de la fuente
Sólo requiere acceso a un lado
Se usa fundamentalmente para
detectar discontinuidades
Vini=0.5V
5ns 20% se refleja
10ns llega la onda reflejada Vini=1.2*0.5=0.6v
la onda llega al final de la línea y se refleja
Cada 10ns el voltaje
residual se reduce un 80%
5.4.-Técnicas de medida
„
„
Midiendo cada cuanto se observa un incremento/decremento y
la proporción de este, se puede calcular la posición de
discontinuidades y la impedancia de las mismas
Ejemplos de discontinuidades
τC=ZoC/2
τL=L/2Zo
5.4.-Técnicas de medida
„
„
Así colocado puede medirse la onda incidente y la receptora.
A partir de la FT=V2(jw
)/V1(jw
jw)) puede calcularse la onda
FT=V2(jw)/V1(
recibida para cualquier entrada
5.4.-Técnicas de medida
„
Colocándolo de esta forma permite medir el crosstalk indicente y
reflejado
5.4.-Técnicas de medida
Medidas de transmisión,
reflexión, impedancias
„
Dominio de la frecuencia: Analizador de red
Conjunto
de test
Detector de
onda recibida
Cálculo
y muestra
de resultados
Red
Generador de ondas
Permite realizar medidas de
desfase muy sensibles desde
varios canales de entrada
La frecuencia de salida puede barrer la
banda de frecuencias de interés
Caja de interconexiones
configurable
5.4.-Técnicas de medida
„
Herramientas CAD para caracterizar cables
– Hojas de cálculo: cálculo de impedancias características de
diferentes layers
– Calculadores de campos electromagnéticos 2D –líneas infinitasinfinitas(HSPICE)
– Paquetes software de integridad de señal. Permiten calcular
interferencias en distintas líneas extrayendo los datos del layout
layout
– Calculadores de campos electromagnéticos 3D: necesarios para
frecuencias superiores a los 100Mb/s. Es un tema de investigación
investigación
actual