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Design, Simulation And Implementation Of A 500W Single-Phase CCM Boost PFC E. E. Roussineau, Member, IEEE 1 Abstract— Power factor correction is a major topic of research since the first transportation and distribution of electric energy efforts succeeded. Traditional reactors solutions, usually capacitors, were implemented in almost all electric distribution grids and more complex solutions were developed for higher power applications ending in what now is called FACTS (Flexible AC Transmission Systems). But in this new era of distributed generation and SmartGrids a better solution is required for any application at any power level, from consumer to industrial electronics products. This will allow each load to compensate its own power factor and harmonics generation, consuming from the grid active power only. There are many topologies to perform PFC (Power Factor Correction) algorithms with high efficiency and reliability. In this paper a simple 500W Single-Phase CCM Boost PFC is presented and analyzed, and the calculation process is explained in detail to allow designers to easily and quickly implement this feature in their circuits. Keywords— PFC, Power Converter, Efficiency, Boost, CCM, Power Factor. I. INTRODUCCIÓN L AS FUENTES de Alimentación Conmutadas (SMPS, por sus siglas en inglés) se introdujeron hace muchos años como un intento de aumentar la eficiencia de las fuentes de alimentación y reducir el peso y tamaño de las fuentes lineales, asociados con la conversión de potencia de AC a DC. En la última década, el rápido desarrollo de las tecnologías involucradas en la electrónica de potencia ha hecho posible la expansión de las aplicaciones de estos dispositivos dentro de una amplia gama de campos, incluyendo sistemas de potencia, industria, residencial, comercial, energías renovables y muchos otros [1, 2, 3, 4, 5, 6, 7]. Esto ha demostrado la superioridad de las SMPS sobre las fuentes de alimentación lineales tradicionales. En su forma más simple, una SMPS por lo general lleva a cabo la conversión de energía por medio de un puente , el cual filtra la tensión rectificador y un capacitor rectificada y proporciona un cierto nivel de almacenamiento de energía en caso de una falla en la línea de entrada. Sin solamente cuando la embargo, la línea de AC cargará ) sea mayor que la tensión de la tensión de entrada ( energía almacenada en el capacitor . Por lo tanto, la capacitancia de debe ser grande para poder suministrar energía al circuito mientras la tensión instantánea de la línea ( ) está por debajo de la tensión del bus de DC y el puente rectificador se encuentra en polarización inversa. Este ciclo de carga y descarga de genera una corriente de entrada descripta por una forma de onda no sinusoidal en forma de pulsos estrechos con una corriente pico muy alta. El resultado es una alta Distorsión Armónica (THD), siendo considerable la de orden impar (en algunos casos el tercer armónico puede ser tan grande como el armónico fundamental), y una diferencia de fase entre las formas de onda de la tensión de entrada y la corriente de entrada, resultando en un bajo Factor de Potencia (PF). La combinación de estos dos sucesos genera un PF promedio entre 0,5 y 0,65. Por lo tanto, cuando se usan en una escala masiva, las SMPS plantean un serio problema para la red eléctrica. Si el PF no es casi unitario, hay una reducción en la potencia real disponible para alimentar el equipo. En este escenario, la compañía eléctrica debe suministrar energía adicional, forzando el uso de líneas de suministro sobredimensionadas. Caso contrario, el aumento de las magnitudes de la corriente del neutro en los sistemas trifásicos puede causar fallas en el cable de neutro. Además, la THD provoca pérdidas por efecto skin y esfuerzos dieléctricos, lo que aumenta la corriente y la temperatura de funcionamiento en los motores de inducción, transformadores y cables, reduciendo sus vidas útiles. El problema de la calidad de la energía condujo a una serie de normas internacionales para la regulación de armónicos de baja frecuencia (por ejemplo, EN 61000-3-2, EN 61000-3-3, EN 50160 y Energy Star) [8, 9] creando así una necesidad continua de nuevas técnicas de PFC y sistemas de control para mejorar el PF y reducir los armónicos de corriente en la línea de alimentación [10, 11, 12, 13, 14, 15, 16]. Hay dos técnicas principales para mejorar el PF: 1. Un PFC Pasivo, el cual se consigue utilizando elementos lineales (por ejemplo, capacitores e inductores), lo que aumenta drásticamente su tamaño para aplicaciones de alta potencia; 2. Un PFC Activo, que utiliza un preregulador programado a una ) mucho más alta que la de Frecuencia de Conmutación ( la línea para forzar a la corriente de entrada a mantenerse en fase con la tensión de entrada. La implementación de un filtro activo es la mejor solución en cuanto a la dinámica del sistema. Estos filtros son capaces de compensar la potencia reactiva y varios órdenes de armónicos de tensión y corriente, adaptándose de manera automática a los cambios en la alimentación y la carga. II. TOPOLOGÍA BOOST 1 E E. E. Roussineau, Instituto Tecnológico de Buenos Aires, Buenos Aires, Argentina, eroussin@itba.edu.ar La topología de un convertidor boost como la de la Fig. 1 es la que se adapta mejor a las necesidades de un PFC [17]. Algunas de las principales características que hacen de esta la topología más ampliamente utilizada para la etapa de preregulador son: 1. La corriente de entrada del convertidor es continua y no conmutada debido a la ubicación del inductor en el circuito. En consecuencia, la tasa de cambio de la corriente es baja, lo que minimiza la Interferencia Electro-Magnética (EMI) introducida en la red eléctrica; 2. La posición del inductor aumenta la fiabilidad del circuito, ya que absorbe en gran medida la EMI proveniente de la red eléctrica; 3. Dado que la corriente de entrada es la corriente en el inductor, la implementación de un Control de Modo Corriente (CMC) permite programar fácilmente la corriente de entrada para obtener un PF unitario; 4. Controlar la señal de disparo de la llave es relativamente sencillo debido a que la misma se y el encuentra referenciada a masa (compartida con sistema de control del circuito); 5. La tensión máxima a través de la llave es la tensión de salida del PFC ( ). El tener que soportar una tensión más baja en comparación con otras topologías permite utilizar una llave menos costosa, posiblemente con menos pérdidas de conducción y una mayor ); 6. El inductor requerido es frecuencia de conmutación ( menor en comparación con otras topologías, ya que almacena sólo una pequeña parte de la energía transmitida a la salida. Figura 1. Diagrama esquemático y sistema de control del sistema. Sin embargo, este no es un convertidor ideal. Los principales problemas que hay que afrontar cuando se trabaja con este circuito son: 1. En todo momento la tensión de salida debe ser mayor que el valor instantáneo . Si el diseño del circuito contempla que la tensión de salida mínima ( ) sea mayor que la tensión pico de la línea de entrada, será capaz de operar en todo el rango de tensión de la línea; 2. No tiene la capacidad de limitar la corriente de entrada ya que no hay una llave en serie entre el circuito de entrada y de salida. Durante el encendido la llave podría permanecer apagada mucho tiempo, lo que puede provocar que la corriente de entrada se eleve sobre los valores nominales. En consecuencia, el inductor puede entrar en saturación causando una falla en el circuito, a menos que se implemente un circuito limitador de corriente. Es digno de mención que, si el convertidor se utiliza con el sistema de control apagado, se comportará como un rectificador estándar, introduciendo armónicos y distorsión en la corriente y tensión de línea. A. Forma de onda de la corriente del inductor: El funcionamiento del circuito es muy sensible a la forma de onda de corriente en el inductor, la cual depende de la señal de disparo de la llave. De acuerdo con el cociente entre el ripple de corriente en el inductor y la corriente pico en el inductor ( ), el funcionamiento del convertidor se puede clasificar en tres Modos de Conducción: Continuo (CCM) si 1, Discontinuo (DCM) si 1, y Crítico (BCM) si = 1. En comparación con un convertidor trabajando en CCM, en DCM se tiene un ripple de corriente más alto, causando una mayor corriente RMS en el inductor y forzando la utilización de núcleos de inductor más grandes. Los mayores ripples de corriente conducen a mayores pérdidas magnéticas y de conducción y a un mayor ruido de conmutación. Por lo tanto, un mayor filtro EMI es requerido para evitar que el ruido sea introducido en la red eléctrica. Por otra parte, debido a que en DCM la llave se enciende cuando la corriente que fluye a través de ella es cero, el diodo del convertidor no presenta requisito alguno para la corriente de recuperación ( ). En consecuencia, un diodo menos costoso puede ser utilizado. En CCM, el inductor está dimensionado para conducir una corriente con una forma de onda continua durante todo el ciclo de conmutación, lo que disminuye considerablemente el ripple. Por lo tanto, a cambio de un inductor más grande y más caro, el capacitor de entrada debe lidiar con menos componentes de alta frecuencia, disminuyendo los requerimientos del componente, el costo económico y aumentando su vida útil. Por lo tanto, el filtro EMI de entrada puede ser reducido. Además, debido a la continuidad de la corriente, las pérdidas de conducción magnéticas serán menores que en DCM. Por otro lado, en el momento en el que la llave es encendida y el diodo es polarizado en inversa, ambos tienen una corriente distinta de cero, lo que aumenta las pérdidas del sistema. Debido a que la corriente que fluye a través del inductor es la corriente de entrada del sistema y, en CCM, esta corriente es continua, el relevamiento del valor de corriente y la posterior aplicación de un sistema de CMC es más simple. Con las características presentadas para ambos modos de conducción, lo siguiente puede ser concluido: 1. Un convertidor boost operando en DCM se encuentra limitado a bajos niveles de potencia debido a sus elevadas pérdidas. La literatura especifica y recomienda el límite entre 300W y 400W; 2. Para implementar un PFC de media y alta potencia, se recomienda un convertidor boost trabajando en CCM debido a la mayor eficiencia y menor filtro EMI. En este trabajo un PFC con topología boost es simulado e implementado, con una potencia nominal de 500W. Por lo tanto, se elige el Modo de Conducción Continuo (CCM) para determinar las especificaciones de los componentes e implementar el sistema de control. III. CONTROL DE MODO CORRIENTE (CMC) La función de un PFC es asegurarse que la tensión de DC de salida permanezca constante independientemente de cualquier cambio en la tensión de entrada o en la carga. Además, debe lograr que la forma de onda de la corriente de entrada siga a la de la tensión de entrada, permaneciendo ambas en fase. Por lo tanto, se requieren dos lazos de control para el correcto funcionamiento del preregulador. A. Lazo de control de la corriente de entrada Es el lazo interior y obliga a la corriente de entrada a seguir la forma de onda de la tensión de entrada. Para que esto sea posible, el amplificador de corriente debe tener un ancho de banda suficiente para capturar la mayor cantidad de armónicos de la tensión de salida como sea posible. Sin embargo, este ancho de banda está limitado por la frecuencia de conmutación, y además no debe ser demasiado alto para evitar vulnerabilidades ante transitorios bruscos. Por lo tanto, la y frecuencia típica de corte se elige generalmente entre . La variación de la tensión de entrada es siempre mucho más lenta que estos valores, por lo que el controlador no tendrá dificultad en el seguimiento de la señal de programación de la corriente. B. Feed-Forward de la tensión de entrada Puesto que se espera que el PFC mantenga una potencia de salida constante, con el fin de obtener un factor de potencia unitario la potencia de entrada también debe mantenerse constante. Sin embargo, como se obtiene la señal de programación de corriente multiplicando la tensión de entrada por una ganancia, el circuito de potencia de entrada dependerá del cuadrado del valor RMS de la tensión de entrada [18]. Una solución a ello consiste en implementar una acción de FeedForward dividiendo la salida del lazo de control de tensión por la media cuadrática de la tensión de entrada, obteniendo una señal de programación de la corriente que es independiente de este problema. Dicha acción compensará los transitorios presentes en la tensión de entrada. Medidas similares se pueden tomar para compensar los transitorios debidos a cambios en la carga del sistema. C. Lazo de control de la tensión de salida El lazo exterior controla la tensión de salida del PFC, comparándola con un valor de referencia que siempre debe ser mayor que el valor de pico de la tensión de entrada. La salida de este lazo junto con la tensión de entrada del PFC son las dos entradas del lazo de corriente. Al multiplicar estos dos valores, se genera la señal que programa la corriente. La frecuencia de corte de la función transferencia a lazo abierto debe ser mucho menor que la frecuencia del segundo armónico de la tensión de red para evitar distorsión del tercer armónico en la corriente de entrada. Esto se debe a un ripple de tensión en el segundo armónico de la tensión de entrada generado en el bus de DC. Este armónico fluye a través del circuito de realimentación de tensión hacia la corriente de programación, generando en la entrada de corriente distorsión en el tercer armónico [19]. Esto puede hacer que sea imposible lograr el PF deseado. IV. CONTROL MODO CORRIENTE CON HISTÉRESIS Esta técnica de control impone una banda de histéresis en la señal de programación de la corriente, generando así un sistema de control de frecuencia variable. El ripple en la corriente de entrada es inversamente proporcional al ancho de la ventana de histéresis. Sin embargo, disminuir el ancho de ventana aumenta la frecuencia máxima de conmutación, provocando frecuencias muy altas cerca de los cruces por cero. Para evitar esto, la llave puede ser desactivada en la cercanía del cruce por cero. En este trabajo, el método elegido para implementar el lazo de control de corriente es el Control de Corriente por Histéresis (HCC) debido a su alto rendimiento para obtener formas de onda sinusoidales y rápida respuesta dinámica [20]. La frecuencia de conmutación es limitada a 200 . V. PROCESO DE DISEÑO La Tabla 1 muestra las principales variables de aplicación del PFC utilizadas a lo largo del proceso de diseño. En particular, el tiempo de hold-up ( ) se establece en un mínimo de 20 (equivalente a un ciclo de línea). Dentro de este tiempo el capacitor de salida debe ser capaz de entregar energía a la carga si se produce una interrupción en la tensión de entrada. Después del mismo, la tensión de salida debe ser mayor que ( ) . TABLA I VARIABLES DE APLICACIÓN Variable Δ ( ) ( ) Valor 220 180 250 50 360 5 550 20 310 0.96 8.0 0.5 87 40 Mag. − % − Descripción Tensión nominal de entrada Tensión mínima de entrada Tensión máxima de entrada Frecuencia de la línea Tensión nominal de salida Máximo ripple en la salida Potencia nominal de salida Tiempo de hold-up Mínima después de Eficiencia mínima esperada THD máxima esperada Cociente ripple-valor pico corriente Frecuencia de conmutación promedio Máxima corriente en el encendido A. Inductor Como se muestra en la Fig. 2, el valor pico de la corriente del inductor en cada ciclo depende del valor instantáneo de la tensión de entrada, de modo que el promedio de la corriente de entrada se parece a una sinusoide en fase con la tensión. Si se desprecia la contribución del ripple (puede ser demostrado que para una forma de onda como la de la Fig. 2 contribuye menos del 10% del valor RMS), la corriente eficaz en el inductor está dada por (1). , = = 3.76 (1) de bobinado es 8.65 , por lo que se generarán aproximadamente 2,5 capas de bobinado. Con el valor de la resistencia del cable AWG23 encontrado en las tablas AWG (0.0668 ), la cantidad necesaria en paralelo, la MLT y el número de vueltas, la resistencia de DC del cable obtenida es: = 0.0223 2.24m = 0.05Ω . Figura 2. Forma de onda de la corriente en el inductor. Del mismo modo, la corriente pico máxima en el inductor = 5.32 . es , ( ) = √2 , A diferencia de las topologías boost que operan en BCM o DCM, no existe un valor mínimo o máximo de inductancia para una boost en CCM (excepto aquel que mantiene el convertidor en modo continuo, con el ripple pico-a-pico por debajo del 100%). En consecuencia, la selección del valor de la inductancia tiene un cierto grado de iteración y se determina por la corriente pico, la corriente de ripple en el inductor, el ripple de tensión a la salida del convertidor, el estrés y las pérdidas en los componentes, así como el espacio físico disponible en el PCB para el inductor. En general, un valor de inductancia alta reducirá los niveles de ripple y el estrés en los dispositivos, pero el espacio físico que ocupará será significativo. Por el contrario, un valor de inductancia menor aumentará la corriente de ripple y su valor pico, pero tendrá como beneficio un tamaño más pequeño y una corriente más pequeña al momento de polarizar en inversa el diodo (mejorando su respuesta en el ciclo de conmutación y la eficiencia del sistema). Dado que la optimización del tamaño y el espacio no es un requisito de alta prioridad en la lista de especificaciones, el valor de la inductancia se elige para mejorar las características técnicas del circuito tanto como sea posible. Con (2), una inductancia de 294 es obtenida. √2 (2) 1− = 2 y el peor caso El ciclo de trabajo de la llave ( ) para de las componentes de DC y AC de la corriente que ocurren en son definidos en (3) y (4), respectivamente. √2 (3) =1− = 0.3 + ( ) = ( ) = = 2.05 , − ( ) = 3.15 (4.a) (4.b) El proceso de cálculo de los parámetros de construcción del inductor está fuera del alcance de este trabajo. Al realizar el proceso descripto en [21], se determina que debe utilizarse un núcleo 42/21/15, de material 27 con un volumen de = 17300 y un gap de 1 . En él, 34 vueltas de cable AWG23 (espesor 0,6 ) son bobinadas con una longitud media por vuelta (MLT) de 65.95 . Se utilizan tres cables en paralelo para reducir la densidad de corriente, alcanzando un valor de = 4.85 . La altura de la ventana Para ( ) , una profundidad de penetración de 0,2 es obtenida. A continuación se calcula el factor , definido como la relación entre el grosor del cable y la profundidad de penetración, resultando en = 3. Utilizando las curvas de Dowell para pérdidas AC vs DC [21] de acuerdo con el número de capas y el obtenido, se obtiene una relación = 0.75Ω. Por último, las pérdidas de 15, de manera que de DC y AC se calculan a continuación: = 0.21 (5.a) ( ) = ( ) = 7.44 (5.b) ( ) = ( ) Se puede demostrar que para núcleos de ferrita, las pérdidas en el mismo serán insignificantes en comparación con las del cobre. Por lo tanto, la pérdida total en el inductor es la suma de las pérdidas de DC y AC, lo que resulta en = 7.65 . B. Diodo del convertidor boost Este componente debe cumplir los siguientes requisitos: 1. La tensión inversa máxima soportada debe ser mayor que la tensión de salida del sistema; 2. Debe ser capaz de resistir valores de corriente pico y RMS equivalentes a las presentes en el inductor; 3. Debe ser capaz de realizar operaciones de conmutación a intervalos cortos de tiempo y debe realizar una recuperación inversa en el menor tiempo posible. Esto implica utilizar tecnologías rápida o ultrarrápida, con un tiempo de recuperación inversa ( ) en el orden de las decenas de nanosegundos; 4. La caída de tensión en directa a través del diodo ( ) debe ser tan pequeña como uno pueda conseguir (el valor mínimo de será una función de la máxima tensión inversa que el diodo pueda soportar). El diodo que mejor se adapta a las necesidades del sistema es el diodo ultrarrápido RHRP1560, fabricado por Fairchild Semiconductor. La pérdida de potencia del diodo está constituida por las pérdidas por conducción y las pérdidas por conmutación. Las pérdidas por conducción se muestran en (6), donde es la resistencia dinámica para una temperatura específica de la juntura del diodo. (6) = + ( ) , El valor cuadrático medio de la corriente del diodo está dado por (7). ( ) = 16 3 = 2.93 (7) Mediante el uso de los gráficos proporcionados por el fabricante ( . ), es posible encontrar para un determinado valor de . Para = 1.1 (a una temperatura de juntura de 25° ), = = 375 Ω. Sustituyendo ( ) estos datos en (6) se obtiene una pérdida de conducción en el diodo de 4.90 . Las pérdidas por conmutación dadas por (8) surgen de la pérdida de energía causada por la capacidad de la juntura y la carga acumulada en ella durante el ciclo de conmutación. 1 (8) = ( ) ( ) = 1.83 , 2 La pérdida total de potencia en el diodo es la suma de (6) y = 6.73 . (8), resultando en C. Capacitor de salida La capacidad de salida del sistema se calcula teniendo en cuenta: 1. El ripple deseado en la tensión de salida; 2. El tiempo de hold-up. Entre los dos métodos, se debe usar el valor más alto de capacidad, teniendo en cuenta una corrección adecuada para la tolerancia y el envejecimiento (generalmente 1.2). El valor de capacidad necesario para cumplir con un valor deseado de ripple en la tensión de salida viene dado por (9). = 1.2 ≅ 1200 (9) 2 Δ Debido al valor de capacidad y la tensión que el capacitor debe soportar, la mejor tecnología para ser utilizada es la electrolítica de aluminio. Dado que este tipo de capacitores tienen una respuesta en frecuencia pobre, se añade un pequeño capacitor cerámico multicapa para mejorar la respuesta en alta frecuencia. En este análisis la se ha supuesto despreciable, por lo que el capacitor opera por debajo de su frecuencia de resonancia y se puede modelar como el valor de capacitancia en serie con la . Al elegir una familia de capacitores de baja y la colocación de varios capacitores de 220 en paralelo, es posible obtener la capacidad deseada con una baja ESR a la frecuencia ( ). Finalmente, es necesario comprobar el tiempo hold-up de este valor de capacitancia. La ecuación para el cálculo del tiempo de hold-up (10) muestra un mayor que el mínimo establecido. − ( ) (10) = ≅ 31 2 La existencia de ripples de corriente en el capacitor de salida provoca la disipación de potencia ( ). De acuerdo con las componentes de frecuencia del ripple de corriente, una de 0.14Ω se obtiene a 2 y una de 0.05Ω en ( ) . Las componentes del ripple de corriente son presentadas en (11). La potencia disipada en el capacitor es mostrada en (12), obteniendo una pérdida de 0.32 . ( ( ) ( ( ) ) = ) = = = 1.08 √2 (11.a) 16 3 ( ( ) ) ( ) − 1 = 1.81 + ( ( ) ) (11.b) (12) D. MOSFET Un MOSFET es la elección óptima como elemento de conmutación para un PFC debido a la facilidad de la aplicación del circuito de disparo, pérdidas de potencia inferiores, y su capacidad de conmutación rápida. La corriente RMS en el MOSFET de potencia se puede calcular usando (13). Se obtiene un valor de 2.40 para este circuito. ( ) 1− = 8√2 3 (13) Las pérdidas del transistor se componen de las pérdidas de conducción y las pérdidas de conmutación. Utilizando como dato (13), es posible calcular las pérdidas de conducción con (14). (14) = ( ) = 2.99 , ( ) Con el fin de predecir las pérdidas de conmutación en el transistor es necesario tener en cuenta dos pérdidas. En primer lugar, las pérdidas considerando una conmutación puramente resistiva, como se muestra en (15.a). Estas pérdidas surgen debido a la exposición de la llave a altas tensiones y corrientes durante la transición entre los estados encendido y apagado. Las pérdidas de conmutación inductivas pueden ser hasta tres veces mayor que las pérdidas de conmutación resistivas. Sin embargo, la disposición de los componentes en la topología boost permite modelarlas como resistivas. Esto es debido a la presencia de las capacidades parásitas que actúan como un snubber [22], mitigando los efectos de la carga inductiva. Por lo tanto, el enfoque intermedio de una conmutación resistiva es una buena aproximación. En segundo lugar, es necesario tener en cuenta las pérdidas capacitivas cuando la llave está activada, dadas por (15.b). 1 (15.a) = = 1.88 ( ) , , 6 ( ) 10 (15.b) ( ). = ( ) = 0.77 , , 3 La pérdida total de potencia en el MOSFET es la suma de (14), (15.a) y (15.b), obteniendo = 5.64 . E. Rectificador de onda completa Como se muestra en (16), el valor medio de la corriente a través del puente rectificador es la corriente de línea promediada a lo largo de medio ciclo de la frecuencia de entrada. Entonces, la potencia disipada resulta ser = 2 〈 〉 = 5.37 . 〈 〉 =〈 ( )〉 = 2√2 ( (16) ) El puente rectificador KBU6M fabricado por Vishay se ajusta a los requisitos del diseño. F. Capacitor de filtro A la salida del puente rectificador se debe colocar un capacitor de baja ESR que pueda soportar grandes ripples de corriente. Este capacitor filtra los armónicos de corriente de entrada en , lo que simplifica el diseño del filtro EMI y reduce el tamaño del lazo de alta frecuencia. Típicamente, un es recomendado, por lo que la capacitor de 0.15 capacidad mínima a instalar es de 0.82 . G. Diodo de precarga Un diodo es utilizado para cortocircuitar el inductor durante el arranque del equipo. Si este diodo no fuera colocado, la corriente de carga del capacitor de salida fluiría a través del inductor limitada sólo por las impedancias parásitas presentes en el circuito, causando una resonancia que podría elevar la tensión de salida a dos veces el valor de la tensión nominal de salida del equipo. En condiciones normales de funcionamiento, la tensión de salida del convertidor boost siempre es mayor que la tensión máxima de entrada, por lo que el diodo de precarga se encuentra en polarización inversa. El mismo no tiene requerimientos especiales en cuanto a la velocidad de respuesta, ya que sólo es utilizado durante el arranque. Sin embargo, debe ser capaz de soportar tensiones y picos de inversas en el orden de la tensión de salida . El diodo 1N5407 fabricado por corriente superiores a Vishay se utiliza en el diseño. H. Limitador de corriente de arranque Si la corriente de entrada no se limita al encender el dispositivo, la misma puede alcanzar valores cercanos a 100 cuando se carga a través del diodo de precarga. Por lo tanto, la corriente está limitada sólo por la existencia de las impedancias parásitas de los componentes del circuito, como la ESR del capacitor de salida y la impedancia del modo común y modo diferencial del filtro EMI de entrada. Un termistor NTC en serie con la tensión de línea es una manera simple y de bajo costo para limitar la corriente de entrada. Su resistencia limita la corriente de entrada al momento del encendido, y la posterior caída de la resistencia NTC asegura que su efecto sobre el rendimiento del sistema sea despreciable. Deberá soportar en modo continuo una corriente más alta que el valor de entrada RMS calculada para el sistema. Para este circuito se utiliza NTC de 10Ω. I. Filtro EMI Si el PFC va a estar conectado a la red eléctrica, un filtro EMI debe ser colocado en la entrada antes del puente rectificador para cumplir con las normas internacionales, Técnicas para el diseño de un filtro EMI se pueden encontrar en [22]. J. Budget loss La Tabla 2 muestra la suma de las pérdidas de potencia presentes en el circuito. Se obtiene una pérdida total de 26.07 sobre una potencia de 550 para el peor caso de ), lo que resulta en un rendimiento tensión de entrada ( mínimo esperado de 0.95. TABLA II BUDGET LOSS Fuente de la pérdida de potencia MOSFET ( ) Diodo de la boost ( ) Puente rectificador ( ) Inductor ( ) Capacitor de salida ( ) Pérdida total de potencia ( ) Valor 5.64 6.73 5.73 7.65 0.32 26.07 VI. SIMULACIONES La configuración del sistema de la Fig. 1 se implementa utilizando MATLAB® y Simulink® con la biblioteca Simscape™. Un integrador con una función transferencia ( )= se utiliza para el lazo de control de tensión. Con , la ventana de histéresis se el fin de limitar la máxima establece con = 0.8 y = 1.2. La Fig. 3 muestra la tensión de entrada y la corriente de entrada rectificada. En la Fig. 4 se realiza un escalón de carga. Un ripple de 4 es conseguido en la salida y 11% de overshoot se produce en el sistema durante el proceso de encendido, con una THD de 0.3%. Figura 3. Formas de onda de entrada del PFC. Figura 4. Formas de onda de salida del PFC. VII. RESULTADOS EXPERIMENTALES El prototipo presentado en la Fig. 5 es ensamblado y conectado a la red eléctrica a través de un transformador variable, lo que permite la regulación de la tensión de entrada para diferentes mediciones. La salida del circuito se conecta a una carga de 500 , compuesta por una lámpara halógena de 350 y las resistencias en serie para regular la tensión de la lámpara. Aunque se trata de una carga puramente resistiva que no causará cambios de fase entre la tensión de entrada y la corriente de entrada, existe una gran distorsión generada por el propio convertidor, como se explica en la sección II. valores similares a aquellos obtenidos en las simulaciones. REFERENCIAS Figura 5. Prototipo experimental del convertidor. Para las mediciones se utiliza un osciloscopio 6014 , de Agilent Technologies, junto con una punta de 250 100: 1 para las mediciones de tensión y un punta 1146 de Agilent Technologies para las mediciones de corriente. El osciloscopio se conecta a un transformador de aislación para evitar generar cortocircuitos entre las diferentes referencias de tensión. Para la medición del factor de potencia y el contenido armónico de la corriente de entrada del circuito, se utiliza el equipo Fluke 435 Series II Power and Energy Quality Analyzer. Como se muestra en la Fig. 6, la THD de corriente medida es de 7% con un 97% de eficiencia global. En las aplicaciones prácticas, la tensión de entrada de AC puede no ser una sinusoidal pura y presentar distorsiones armónicas. Si la tensión de entrada del PFC tiene distorsión armónica, la corriente de entrada también la poseerá, ya que el sistema de control utiliza la tensión de entrada como referencia. Figura 6. Implementación del PFC. Tensión y corriente de entrada con: sistema de control apagado (izquierda), sistema de control encendido (derecha). VIII. CONCLUSIONES Se describe el proceso de diseño completo de un Corrector de Factor de Potencia (PFC) activo con topología boost. Se implementa un Modo de Conducción Continuo (CCM) con un Control de Corriente por Histéresis (HCC). Se dimensionan todos los componentes circuitales y se estima la pérdida total de potencia, obteniendo una eficiencia mínima esperada de 95% y una Distorsión Armónica Total (THD) de 0.3%. La topología es simulada en MATLAB/Simulink con el sistema de control HCC, obteniendo el resultado esperado en la entrada y la salida del circuito ante diferentes tipos de pruebas. El circuito diseñado es implementado y testeado, midiendo [1] J. T. Carvalho Neto, A. O. Salazar and A. S. Lock, "One Cycle Control Based Maximum Power Point Tracker Applied in Photovoltaic Systems," in IEEE Latin America Transactions, vol. 14, no. 2, pp. 602-609, Feb. 2016. [2] P. Cossutta, M. P. Aguirre, A. Cao, S. Raffo and M. I. Valla, "SingleStage Fuel Cell to Grid Interface With Multilevel Current-Source Inverters," in IEEE Transactions on Industrial Electronics, vol. 62, no. 8, pp. 5256-5264, Aug. 2015. [3] R. Carballo, R. Nunez, V. H. Kurtz and F. Botteron, "Design and Implementation of a Three-Phase DC-AC Converter for Microgrids Based on Renewable Energy Sources," in IEEE Latin America Transactions, vol. 11, no. 1, pp. 112-118, Feb. 2013. [4] M. Ortega, F. Jurado and D. 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