Download PDF Full-Text - RevistaIEEE-AL

Design, Simulation And Implementation Of A
500W Single-Phase CCM Boost PFC
E. E. Roussineau, Member, IEEE
1
Abstract— Power factor correction is a major topic of
research since the first transportation and distribution of electric
energy efforts succeeded. Traditional reactors solutions, usually
capacitors, were implemented in almost all electric distribution
grids and more complex solutions were developed for higher
power applications ending in what now is called FACTS (Flexible
AC Transmission Systems). But in this new era of distributed
generation and SmartGrids a better solution is required for any
application at any power level, from consumer to industrial
electronics products. This will allow each load to compensate its
own power factor and harmonics generation, consuming from
the grid active power only. There are many topologies to perform
PFC (Power Factor Correction) algorithms with high efficiency
and reliability. In this paper a simple 500W Single-Phase CCM
Boost PFC is presented and analyzed, and the calculation process
is explained in detail to allow designers to easily and quickly
implement this feature in their circuits.
Keywords— PFC, Power Converter, Efficiency, Boost, CCM,
Power Factor.
I. INTRODUCCIÓN
L
AS FUENTES de Alimentación Conmutadas (SMPS, por
sus siglas en inglés) se introdujeron hace muchos años
como un intento de aumentar la eficiencia de las fuentes de
alimentación y reducir el peso y tamaño de las fuentes
lineales, asociados con la conversión de potencia de AC a DC.
En la última década, el rápido desarrollo de las tecnologías
involucradas en la electrónica de potencia ha hecho posible la
expansión de las aplicaciones de estos dispositivos dentro de
una amplia gama de campos, incluyendo sistemas de potencia,
industria, residencial, comercial, energías renovables y
muchos otros [1, 2, 3, 4, 5, 6, 7]. Esto ha demostrado la
superioridad de las SMPS sobre las fuentes de alimentación
lineales tradicionales.
En su forma más simple, una SMPS por lo general lleva a
cabo la conversión de energía por medio de un puente
, el cual filtra la tensión
rectificador y un capacitor
rectificada y proporciona un cierto nivel de almacenamiento
de energía en caso de una falla en la línea de entrada. Sin
solamente cuando la
embargo, la línea de AC cargará
) sea mayor que la tensión de la
tensión de entrada (
energía almacenada en el capacitor
. Por lo tanto, la
capacitancia de
debe ser grande para poder suministrar
energía al circuito mientras la tensión instantánea de la línea
( ) está por debajo de la tensión del bus de DC y el puente
rectificador se encuentra en polarización inversa. Este ciclo de
carga y descarga de
genera una corriente de entrada
descripta por una forma de onda no sinusoidal en forma de
pulsos estrechos con una corriente pico muy alta. El resultado
es una alta Distorsión Armónica (THD), siendo considerable
la de orden impar (en algunos casos el tercer armónico puede
ser tan grande como el armónico fundamental), y una
diferencia de fase entre las formas de onda de la tensión de
entrada y la corriente de entrada, resultando en un bajo Factor
de Potencia (PF).
La combinación de estos dos sucesos genera un PF
promedio entre 0,5 y 0,65. Por lo tanto, cuando se usan en una
escala masiva, las SMPS plantean un serio problema para la
red eléctrica. Si el PF no es casi unitario, hay una reducción en
la potencia real disponible para alimentar el equipo. En este
escenario, la compañía eléctrica debe suministrar energía
adicional, forzando el uso de líneas de suministro
sobredimensionadas. Caso contrario, el aumento de las
magnitudes de la corriente del neutro en los sistemas trifásicos
puede causar fallas en el cable de neutro. Además, la THD
provoca pérdidas por efecto skin y esfuerzos dieléctricos, lo
que aumenta la corriente y la temperatura de funcionamiento
en los motores de inducción, transformadores y cables,
reduciendo sus vidas útiles. El problema de la calidad de la
energía condujo a una serie de normas internacionales para la
regulación de armónicos de baja frecuencia (por ejemplo, EN
61000-3-2, EN 61000-3-3, EN 50160 y Energy Star) [8, 9]
creando así una necesidad continua de nuevas técnicas de PFC
y sistemas de control para mejorar el PF y reducir los
armónicos de corriente en la línea de alimentación [10, 11, 12,
13, 14, 15, 16].
Hay dos técnicas principales para mejorar el PF: 1. Un PFC
Pasivo, el cual se consigue utilizando elementos lineales (por
ejemplo, capacitores e inductores), lo que aumenta
drásticamente su tamaño para aplicaciones de alta potencia; 2.
Un PFC Activo, que utiliza un preregulador programado a una
) mucho más alta que la de
Frecuencia de Conmutación (
la línea para forzar a la corriente de entrada a mantenerse en
fase con la tensión de entrada.
La implementación de un filtro activo es la mejor solución
en cuanto a la dinámica del sistema. Estos filtros son capaces
de compensar la potencia reactiva y varios órdenes de
armónicos de tensión y corriente, adaptándose de manera
automática a los cambios en la alimentación y la carga.
II. TOPOLOGÍA BOOST
1
E E. E. Roussineau, Instituto Tecnológico de Buenos Aires, Buenos Aires,
Argentina, eroussin@itba.edu.ar
La topología de un convertidor boost como la de la Fig. 1
es la que se adapta mejor a las necesidades de un PFC [17].
Algunas de las principales características que hacen de esta la
topología más ampliamente utilizada para la etapa de
preregulador son: 1. La corriente de entrada del convertidor es
continua y no conmutada debido a la ubicación del inductor en
el circuito. En consecuencia, la tasa de cambio de la corriente
es baja, lo que minimiza la Interferencia Electro-Magnética
(EMI) introducida en la red eléctrica; 2. La posición del
inductor aumenta la fiabilidad del circuito, ya que absorbe en
gran medida la EMI proveniente de la red eléctrica; 3. Dado
que la corriente de entrada es la corriente en el inductor, la
implementación de un Control de Modo Corriente (CMC)
permite programar fácilmente la corriente de entrada para
obtener un PF unitario; 4. Controlar la señal de disparo de la
llave es relativamente sencillo debido a que la misma se
y el
encuentra referenciada a masa (compartida con
sistema de control del circuito); 5. La tensión máxima a través
de la llave es la tensión de salida del PFC ( ). El tener que
soportar una tensión más baja en comparación con otras
topologías permite utilizar una llave menos costosa,
posiblemente con menos pérdidas de conducción y una mayor
); 6. El inductor requerido es
frecuencia de conmutación (
menor en comparación con otras topologías, ya que almacena
sólo una pequeña parte de la energía transmitida a la salida.
Figura 1. Diagrama esquemático y sistema de control del sistema.
Sin embargo, este no es un convertidor ideal. Los
principales problemas que hay que afrontar cuando se trabaja
con este circuito son: 1. En todo momento la tensión de salida
debe ser mayor que el valor instantáneo
. Si el diseño
del circuito contempla que la tensión de salida mínima
(
) sea mayor que la tensión pico de la línea de entrada,
será capaz de operar en todo el rango de tensión de la línea; 2.
No tiene la capacidad de limitar la corriente de entrada ya que
no hay una llave en serie entre el circuito de entrada y de
salida. Durante el encendido la llave podría permanecer
apagada mucho tiempo, lo que puede provocar que la corriente
de entrada se eleve sobre los valores nominales. En
consecuencia, el inductor puede entrar en saturación causando
una falla en el circuito, a menos que se implemente un circuito
limitador de corriente.
Es digno de mención que, si el convertidor se utiliza con el
sistema de control apagado, se comportará como un
rectificador estándar, introduciendo armónicos y distorsión en
la corriente y tensión de línea.
A. Forma de onda de la corriente del inductor:
El funcionamiento del circuito es muy sensible a la forma
de onda de corriente en el inductor, la cual depende de la señal
de disparo de la llave. De acuerdo con el cociente entre el
ripple de corriente en el inductor y la corriente pico en el
inductor ( ), el funcionamiento del convertidor se puede
clasificar en tres Modos de Conducción: Continuo (CCM) si
1, Discontinuo (DCM) si
1, y Crítico (BCM) si
= 1.
En comparación con un convertidor trabajando en CCM, en
DCM se tiene un ripple de corriente más alto, causando una
mayor corriente RMS en el inductor y forzando la utilización
de núcleos de inductor más grandes. Los mayores ripples de
corriente conducen a mayores pérdidas magnéticas y de
conducción y a un mayor ruido de conmutación. Por lo tanto,
un mayor filtro EMI es requerido para evitar que el ruido sea
introducido en la red eléctrica. Por otra parte, debido a que en
DCM la llave se enciende cuando la corriente que fluye a
través de ella es cero, el diodo del convertidor no presenta
requisito alguno para la corriente de recuperación ( ). En
consecuencia, un diodo menos costoso puede ser utilizado.
En CCM, el inductor está dimensionado para conducir una
corriente con una forma de onda continua durante todo el ciclo
de conmutación, lo que disminuye considerablemente el
ripple. Por lo tanto, a cambio de un inductor más grande y más
caro, el capacitor de entrada debe lidiar con menos
componentes de alta frecuencia, disminuyendo los
requerimientos del componente, el costo económico y
aumentando su vida útil. Por lo tanto, el filtro EMI de entrada
puede ser reducido. Además, debido a la continuidad de la
corriente, las pérdidas de conducción magnéticas serán
menores que en DCM. Por otro lado, en el momento en el que
la llave es encendida y el diodo es polarizado en inversa,
ambos tienen una corriente distinta de cero, lo que aumenta las
pérdidas del sistema. Debido a que la corriente que fluye a
través del inductor es la corriente de entrada del sistema y, en
CCM, esta corriente es continua, el relevamiento del valor de
corriente y la posterior aplicación de un sistema de CMC es
más simple.
Con las características presentadas para ambos modos de
conducción, lo siguiente puede ser concluido: 1. Un
convertidor boost operando en DCM se encuentra limitado a
bajos niveles de potencia debido a sus elevadas pérdidas. La
literatura especifica y recomienda el límite entre 300W y
400W; 2. Para implementar un PFC de media y alta potencia,
se recomienda un convertidor boost trabajando en CCM
debido a la mayor eficiencia y menor filtro EMI.
En este trabajo un PFC con topología boost es simulado e
implementado, con una potencia nominal de 500W. Por lo
tanto, se elige el Modo de Conducción Continuo (CCM) para
determinar las especificaciones de los componentes e
implementar el sistema de control.
III. CONTROL DE MODO CORRIENTE (CMC)
La función de un PFC es asegurarse que la tensión de DC
de salida permanezca constante independientemente de
cualquier cambio en la tensión de entrada o en la carga.
Además, debe lograr que la forma de onda de la corriente de
entrada siga a la de la tensión de entrada, permaneciendo
ambas en fase. Por lo tanto, se requieren dos lazos de control
para el correcto funcionamiento del preregulador.
A. Lazo de control de la corriente de entrada
Es el lazo interior y obliga a la corriente de entrada a seguir
la forma de onda de la tensión de entrada. Para que esto sea
posible, el amplificador de corriente debe tener un ancho de
banda suficiente para capturar la mayor cantidad de armónicos
de la tensión de salida como sea posible. Sin embargo, este
ancho de banda está limitado por la frecuencia de
conmutación, y además no debe ser demasiado alto para evitar
vulnerabilidades ante transitorios bruscos. Por lo tanto, la
y
frecuencia típica de corte se elige generalmente entre
. La variación de la tensión de entrada es siempre mucho
más lenta que estos valores, por lo que el controlador no
tendrá dificultad en el seguimiento de la señal de
programación de la corriente.
B. Feed-Forward de la tensión de entrada
Puesto que se espera que el PFC mantenga una potencia de
salida constante, con el fin de obtener un factor de potencia
unitario la potencia de entrada también debe mantenerse
constante. Sin embargo, como se obtiene la señal de
programación de corriente multiplicando la tensión de entrada
por una ganancia, el circuito de potencia de entrada dependerá
del cuadrado del valor RMS de la tensión de entrada [18]. Una
solución a ello consiste en implementar una acción de FeedForward dividiendo la salida del lazo de control de tensión
por la media cuadrática de la tensión de entrada, obteniendo
una señal de programación de la corriente que es
independiente de este problema. Dicha acción compensará los
transitorios presentes en la tensión de entrada. Medidas
similares se pueden tomar para compensar los transitorios
debidos a cambios en la carga del sistema.
C. Lazo de control de la tensión de salida
El lazo exterior controla la tensión de salida del PFC,
comparándola con un valor de referencia que siempre debe ser
mayor que el valor de pico de la tensión de entrada. La salida
de este lazo junto con la tensión de entrada del PFC son las
dos entradas del lazo de corriente. Al multiplicar estos dos
valores, se genera la señal que programa la corriente. La
frecuencia de corte de la función transferencia a lazo abierto
debe ser mucho menor que la frecuencia del segundo
armónico de la tensión de red para evitar distorsión del tercer
armónico en la corriente de entrada. Esto se debe a un ripple
de tensión en el segundo armónico de la tensión de entrada
generado en el bus de DC. Este armónico fluye a través del
circuito de realimentación de tensión hacia la corriente de
programación, generando en la entrada de corriente distorsión
en el tercer armónico [19]. Esto puede hacer que sea imposible
lograr el PF deseado.
IV. CONTROL MODO CORRIENTE CON HISTÉRESIS
Esta técnica de control impone una banda de histéresis en
la señal de programación de la corriente, generando así un
sistema de control de frecuencia variable. El ripple en la
corriente de entrada es inversamente proporcional al ancho de
la ventana de histéresis. Sin embargo, disminuir el ancho de
ventana aumenta la frecuencia máxima de conmutación,
provocando frecuencias muy altas cerca de los cruces por
cero. Para evitar esto, la llave puede ser desactivada en la
cercanía del cruce por cero.
En este trabajo, el método elegido para implementar el lazo
de control de corriente es el Control de Corriente por
Histéresis (HCC) debido a su alto rendimiento para obtener
formas de onda sinusoidales y rápida respuesta dinámica [20].
La frecuencia de conmutación es limitada a 200
.
V. PROCESO DE DISEÑO
La Tabla 1 muestra las principales variables de aplicación
del PFC utilizadas a lo largo del proceso de diseño. En
particular, el tiempo de hold-up ( ) se establece en un
mínimo de 20
(equivalente a un ciclo de línea). Dentro de
este tiempo el capacitor de salida debe ser capaz de entregar
energía a la carga si se produce una interrupción en la tensión
de entrada. Después del mismo, la tensión de salida debe ser
mayor que ( ) .
TABLA I
VARIABLES DE APLICACIÓN
Variable
Δ
(
)
(
)
Valor
220
180
250
50
360
5
550
20
310
0.96
8.0
0.5
87
40
Mag.
−
%
−
Descripción
Tensión nominal de entrada
Tensión mínima de entrada
Tensión máxima de entrada
Frecuencia de la línea
Tensión nominal de salida
Máximo ripple en la salida
Potencia nominal de salida
Tiempo de hold-up
Mínima
después de
Eficiencia mínima esperada
THD máxima esperada
Cociente ripple-valor pico corriente
Frecuencia de conmutación promedio
Máxima corriente en el encendido
A. Inductor
Como se muestra en la Fig. 2, el valor pico de la corriente
del inductor en cada ciclo depende del valor instantáneo de la
tensión de entrada, de modo que el promedio de la corriente de
entrada se parece a una sinusoide en fase con la tensión. Si se
desprecia la contribución del ripple (puede ser demostrado que
para una forma de onda como la de la Fig. 2 contribuye menos
del 10% del valor RMS), la corriente eficaz en el inductor está
dada por (1).
,
=
= 3.76
(1)
de bobinado es 8.65
, por lo que se generarán
aproximadamente 2,5 capas de bobinado. Con el valor de la
resistencia del cable AWG23 encontrado en las tablas AWG
(0.0668 ), la cantidad necesaria en paralelo, la MLT y el
número de vueltas, la resistencia de DC del cable obtenida es:
= 0.0223 2.24m = 0.05Ω .
Figura 2. Forma de onda de la corriente en el inductor.
Del mismo modo, la corriente pico máxima en el inductor
= 5.32 .
es , (
) = √2 ,
A diferencia de las topologías boost que operan en BCM o
DCM, no existe un valor mínimo o máximo de inductancia
para una boost en CCM (excepto aquel que mantiene el
convertidor en modo continuo, con el ripple pico-a-pico por
debajo del 100%). En consecuencia, la selección del valor de
la inductancia tiene un cierto grado de iteración y se determina
por la corriente pico, la corriente de ripple en el inductor, el
ripple de tensión a la salida del convertidor, el estrés y las
pérdidas en los componentes, así como el espacio físico
disponible en el PCB para el inductor. En general, un valor de
inductancia alta reducirá los niveles de ripple y el estrés en los
dispositivos, pero el espacio físico que ocupará será
significativo. Por el contrario, un valor de inductancia menor
aumentará la corriente de ripple y su valor pico, pero tendrá
como beneficio un tamaño más pequeño y una corriente más
pequeña al momento de polarizar en inversa el diodo
(mejorando su respuesta en el ciclo de conmutación y la
eficiencia del sistema). Dado que la optimización del tamaño y
el espacio no es un requisito de alta prioridad en la lista de
especificaciones, el valor de la inductancia se elige para
mejorar las características técnicas del circuito tanto como sea
posible. Con (2), una inductancia de 294
es obtenida.
√2
(2)
1−
=
2
y el peor caso
El ciclo de trabajo de la llave ( ) para
de las componentes de DC y AC de la corriente que ocurren
en
son definidos en (3) y (4), respectivamente.
√2
(3)
=1−
= 0.3
+
(
)
=
(
)
=
= 2.05
,
−
(
)
= 3.15
(4.a)
(4.b)
El proceso de cálculo de los parámetros de construcción del
inductor está fuera del alcance de este trabajo. Al realizar el
proceso descripto en [21], se determina que debe utilizarse un
núcleo 42/21/15, de material 27 con un volumen de
= 17300
y un gap de 1
. En él, 34 vueltas de
cable AWG23 (espesor 0,6
) son bobinadas con una
longitud media por vuelta (MLT) de 65.95
. Se utilizan
tres cables en paralelo para reducir la densidad de corriente,
alcanzando un valor de = 4.85
. La altura de la ventana
Para
(
) , una profundidad de penetración de 0,2
es obtenida. A continuación se calcula el factor , definido
como la relación entre el grosor del cable y la profundidad de
penetración, resultando en = 3. Utilizando las curvas de
Dowell para pérdidas AC vs DC [21] de acuerdo con el
número de capas y el obtenido, se obtiene una relación
= 0.75Ω. Por último, las pérdidas
de 15, de manera que
de DC y AC se calculan a continuación:
= 0.21
(5.a)
( ) = ( )
= 7.44
(5.b)
( ) = ( )
Se puede demostrar que para núcleos de ferrita, las
pérdidas en el mismo serán insignificantes en comparación
con las del cobre. Por lo tanto, la pérdida total en el inductor
es la suma de las pérdidas de DC y AC, lo que resulta en
= 7.65 .
B. Diodo del convertidor boost
Este componente debe cumplir los siguientes requisitos: 1.
La tensión inversa máxima soportada debe ser mayor que la
tensión de salida del sistema; 2. Debe ser capaz de resistir
valores de corriente pico y RMS equivalentes a las presentes
en el inductor; 3. Debe ser capaz de realizar operaciones de
conmutación a intervalos cortos de tiempo y debe realizar una
recuperación inversa en el menor tiempo posible. Esto implica
utilizar tecnologías rápida o ultrarrápida, con un tiempo de
recuperación inversa ( ) en el orden de las decenas de
nanosegundos; 4. La caída de tensión en directa a través del
diodo ( ) debe ser tan pequeña como uno pueda conseguir
(el valor mínimo de
será una función de la máxima tensión
inversa
que el diodo pueda soportar).
El diodo que mejor se adapta a las necesidades del sistema
es el diodo ultrarrápido RHRP1560, fabricado por Fairchild
Semiconductor.
La pérdida de potencia del diodo está constituida por las
pérdidas por conducción y las pérdidas por conmutación. Las
pérdidas por conducción se muestran en (6), donde
es la
resistencia dinámica para una temperatura específica de la
juntura del diodo.
(6)
=
+
(
)
,
El valor cuadrático medio de la corriente del diodo está
dado por (7).
(
)
=
16
3
= 2.93
(7)
Mediante el uso de los gráficos proporcionados por el
fabricante (
. ), es posible encontrar
para un
determinado valor de . Para
= 1.1 (a una temperatura
de juntura de 25° ),
=
= 375 Ω. Sustituyendo
(
)
estos datos en (6) se obtiene una pérdida de conducción en el
diodo de 4.90 .
Las pérdidas por conmutación dadas por (8) surgen de la
pérdida de energía causada por la capacidad de la juntura y la
carga acumulada en ella durante el ciclo de conmutación.
1
(8)
=
(
)
(
) = 1.83
,
2
La pérdida total de potencia en el diodo es la suma de (6) y
= 6.73 .
(8), resultando en
C. Capacitor de salida
La capacidad de salida del sistema se calcula teniendo en
cuenta: 1. El ripple deseado en la tensión de salida; 2. El
tiempo de hold-up. Entre los dos métodos, se debe usar el
valor más alto de capacidad, teniendo en cuenta una
corrección adecuada para la tolerancia y el envejecimiento
(generalmente 1.2).
El valor de capacidad necesario para cumplir con un valor
deseado de ripple en la tensión de salida viene dado por (9).
= 1.2
≅ 1200
(9)
2
Δ
Debido al valor de capacidad y la tensión que el capacitor
debe soportar, la mejor tecnología para ser utilizada es la
electrolítica de aluminio. Dado que este tipo de capacitores
tienen una respuesta en frecuencia pobre, se añade un pequeño
capacitor cerámico multicapa para mejorar la respuesta en alta
frecuencia. En este análisis la
se ha supuesto
despreciable, por lo que el capacitor opera por debajo de su
frecuencia de resonancia y se puede modelar como el valor de
capacitancia en serie con la
. Al elegir una familia de
capacitores de baja
y la colocación de varios capacitores
de 220 en paralelo, es posible obtener la capacidad deseada
con una baja ESR a la frecuencia
(
).
Finalmente, es necesario comprobar el tiempo hold-up de
este valor de capacitancia. La ecuación para el cálculo del
tiempo de hold-up (10) muestra un
mayor que el mínimo
establecido.
− ( )
(10)
=
≅ 31
2
La existencia de ripples de corriente en el capacitor de
salida provoca la disipación de potencia (
). De acuerdo
con las componentes de frecuencia del ripple de corriente, una
de 0.14Ω se obtiene a 2 y una
de 0.05Ω en
(
) . Las componentes del ripple de corriente son
presentadas en (11). La potencia disipada en el capacitor es
mostrada en (12), obteniendo una pérdida de 0.32 .
(
(
)
(
(
)
)
=
)
=
=
= 1.08
√2
(11.a)
16
3
(
(
)
)
(
)
− 1 = 1.81
+
(
(
)
)
(11.b)
(12)
D. MOSFET
Un MOSFET es la elección óptima como elemento de
conmutación para un PFC debido a la facilidad de la
aplicación del circuito de disparo, pérdidas de potencia
inferiores, y su capacidad de conmutación rápida. La corriente
RMS en el MOSFET de potencia se puede calcular usando
(13). Se obtiene un valor de 2.40 para este circuito.
(
)
1−
=
8√2
3
(13)
Las pérdidas del transistor se componen de las pérdidas de
conducción y las pérdidas de conmutación. Utilizando como
dato (13), es posible calcular las pérdidas de conducción con
(14).
(14)
=
( ) = 2.99
,
(
)
Con el fin de predecir las pérdidas de conmutación en el
transistor es necesario tener en cuenta dos pérdidas. En primer
lugar, las pérdidas considerando una conmutación puramente
resistiva, como se muestra en (15.a). Estas pérdidas surgen
debido a la exposición de la llave a altas tensiones y corrientes
durante la transición entre los estados encendido y apagado.
Las pérdidas de conmutación inductivas pueden ser hasta tres
veces mayor que las pérdidas de conmutación resistivas. Sin
embargo, la disposición de los componentes en la topología
boost permite modelarlas como resistivas. Esto es debido a la
presencia de las capacidades parásitas que actúan como un
snubber [22], mitigando los efectos de la carga inductiva. Por
lo tanto, el enfoque intermedio de una conmutación resistiva
es una buena aproximación. En segundo lugar, es necesario
tener en cuenta las pérdidas capacitivas cuando la llave está
activada, dadas por (15.b).
1
(15.a)
=
= 1.88
(
)
,
,
6 ( )
10
(15.b)
( ).
=
(
) = 0.77
,
,
3
La pérdida total de potencia en el MOSFET es la suma de
(14), (15.a) y (15.b), obteniendo
= 5.64 .
E. Rectificador de onda completa
Como se muestra en (16), el valor medio de la corriente a
través del puente rectificador es la corriente de línea
promediada a lo largo de medio ciclo de la frecuencia de
entrada. Entonces, la potencia disipada resulta ser
=
2 〈 〉 = 5.37 .
〈 〉 =〈
( )〉
=
2√2
(
(16)
)
El puente rectificador KBU6M fabricado por Vishay se
ajusta a los requisitos del diseño.
F. Capacitor de filtro
A la salida del puente rectificador se debe colocar un
capacitor de baja ESR que pueda soportar grandes ripples de
corriente. Este capacitor filtra los armónicos de corriente de
entrada en
, lo que simplifica el diseño del filtro EMI y
reduce el tamaño del lazo de alta frecuencia. Típicamente, un
es recomendado, por lo que la
capacitor de 0.15
capacidad mínima a instalar es de 0.82
.
G. Diodo de precarga
Un diodo es utilizado para cortocircuitar el inductor
durante el arranque del equipo. Si este diodo no fuera
colocado, la corriente de carga del capacitor de salida fluiría a
través del inductor limitada sólo por las impedancias parásitas
presentes en el circuito, causando una resonancia que podría
elevar la tensión de salida a dos veces el valor de la tensión
nominal de salida del equipo. En condiciones normales de
funcionamiento, la tensión de salida del convertidor boost
siempre es mayor que la tensión máxima de entrada, por lo
que el diodo de precarga se encuentra en polarización inversa.
El mismo no tiene requerimientos especiales en cuanto a la
velocidad de respuesta, ya que sólo es utilizado durante el
arranque. Sin embargo, debe ser capaz de soportar tensiones
y picos de
inversas en el orden de la tensión de salida
. El diodo 1N5407 fabricado por
corriente superiores a
Vishay se utiliza en el diseño.
H. Limitador de corriente de arranque
Si la corriente de entrada no se limita al encender el
dispositivo, la misma puede alcanzar valores cercanos a 100
cuando
se carga a través del diodo de precarga. Por lo
tanto, la corriente está limitada sólo por la existencia de las
impedancias parásitas de los componentes del circuito, como
la ESR del capacitor de salida y la impedancia del modo
común y modo diferencial del filtro EMI de entrada.
Un termistor NTC en serie con la tensión de línea es una
manera simple y de bajo costo para limitar la corriente de
entrada. Su resistencia limita la corriente de entrada al
momento del encendido, y la posterior caída de la resistencia
NTC asegura que su efecto sobre el rendimiento del sistema
sea despreciable. Deberá soportar en modo continuo una
corriente más alta que el valor de entrada RMS calculada para
el sistema. Para este circuito se utiliza NTC de 10Ω.
I. Filtro EMI
Si el PFC va a estar conectado a la red eléctrica, un filtro
EMI debe ser colocado en la entrada antes del puente
rectificador para cumplir con las normas internacionales,
Técnicas para el diseño de un filtro EMI se pueden encontrar
en [22].
J. Budget loss
La Tabla 2 muestra la suma de las pérdidas de potencia
presentes en el circuito. Se obtiene una pérdida total de
26.07 sobre una potencia de 550 para el peor caso de
), lo que resulta en un rendimiento
tensión de entrada (
mínimo esperado de 0.95.
TABLA II
BUDGET LOSS
Fuente de la pérdida de potencia
MOSFET ( )
Diodo de la boost ( )
Puente rectificador ( )
Inductor ( )
Capacitor de salida ( )
Pérdida total de potencia (
)
Valor
5.64
6.73
5.73
7.65
0.32
26.07
VI. SIMULACIONES
La configuración del sistema de la Fig. 1 se implementa
utilizando MATLAB® y Simulink® con la biblioteca
Simscape™. Un integrador con una función transferencia
( )=
se utiliza para el lazo de control de tensión. Con
, la ventana de histéresis se
el fin de limitar la máxima
establece con
= 0.8 y
= 1.2. La Fig. 3 muestra la
tensión de entrada y la corriente de entrada rectificada. En la
Fig. 4 se realiza un escalón de carga. Un ripple de 4 es
conseguido en la salida y 11% de overshoot se produce en el
sistema durante el proceso de encendido, con una THD de
0.3%.
Figura 3. Formas de onda de entrada del PFC.
Figura 4. Formas de onda de salida del PFC.
VII. RESULTADOS EXPERIMENTALES
El prototipo presentado en la Fig. 5 es ensamblado y
conectado a la red eléctrica a través de un transformador
variable, lo que permite la regulación de la tensión de entrada
para diferentes mediciones. La salida del circuito se conecta a
una carga de 500 , compuesta por una lámpara halógena de
350 y las resistencias en serie para regular la tensión de la
lámpara. Aunque se trata de una carga puramente resistiva que
no causará cambios de fase entre la tensión de entrada y la
corriente de entrada, existe una gran distorsión generada por el
propio convertidor, como se explica en la sección II.
valores similares a aquellos obtenidos en las simulaciones.
REFERENCIAS
Figura 5. Prototipo experimental del convertidor.
Para las mediciones se utiliza un osciloscopio
6014 ,
de Agilent Technologies, junto con una punta de 250
100: 1 para las mediciones de tensión y un punta 1146 de
Agilent Technologies para las mediciones de corriente. El
osciloscopio se conecta a un transformador de aislación para
evitar generar cortocircuitos entre las diferentes referencias de
tensión. Para la medición del factor de potencia y el contenido
armónico de la corriente de entrada del circuito, se utiliza el
equipo Fluke 435 Series II Power and Energy Quality
Analyzer.
Como se muestra en la Fig. 6, la THD de corriente medida
es de 7% con un 97% de eficiencia global. En las aplicaciones
prácticas, la tensión de entrada de AC puede no ser una
sinusoidal pura y presentar distorsiones armónicas. Si la
tensión de entrada del PFC tiene distorsión armónica, la
corriente de entrada también la poseerá, ya que el sistema de
control utiliza la tensión de entrada como referencia.
Figura 6. Implementación del PFC. Tensión y corriente de entrada con:
sistema de control apagado (izquierda), sistema de control encendido
(derecha).
VIII. CONCLUSIONES
Se describe el proceso de diseño completo de un Corrector
de Factor de Potencia (PFC) activo con topología boost. Se
implementa un Modo de Conducción Continuo (CCM) con un
Control de Corriente por Histéresis (HCC). Se dimensionan
todos los componentes circuitales y se estima la pérdida total
de potencia, obteniendo una eficiencia mínima esperada de
95% y una Distorsión Armónica Total (THD) de 0.3%. La
topología es simulada en MATLAB/Simulink con el sistema
de control HCC, obteniendo el resultado esperado en la
entrada y la salida del circuito ante diferentes tipos de pruebas.
El circuito diseñado es implementado y testeado, midiendo
[1] J. T. Carvalho Neto, A. O. Salazar and A. S. Lock, "One Cycle Control
Based Maximum Power Point Tracker Applied in Photovoltaic Systems,"
in IEEE Latin America Transactions, vol. 14, no. 2, pp. 602-609, Feb. 2016.
[2] P. Cossutta, M. P. Aguirre, A. Cao, S. Raffo and M. I. Valla, "SingleStage Fuel Cell to Grid Interface With Multilevel Current-Source Inverters,"
in IEEE Transactions on Industrial Electronics, vol. 62, no. 8, pp. 5256-5264,
Aug. 2015.
[3] R. Carballo, R. Nunez, V. H. Kurtz and F. Botteron, "Design and
Implementation of a Three-Phase DC-AC Converter for Microgrids Based on
Renewable Energy Sources," in IEEE Latin America Transactions, vol. 11,
no. 1, pp. 112-118, Feb. 2013.
[4] M. Ortega, F. Jurado and D. Vera, "Novel topology for DC-DC full-bridge
unidirectional converter for renewable energies," in IEEE Latin America
Transactions, vol. 12, no. 8, pp. 1381-1388, Dec. 2014.
[5] S. Murdoch and S. Reynoso, "Design and Implementation of a MPPT
circuit for a Solar UAV," in IEEE Latin America Transactions, vol. 11, no. 1,
pp. 108-111, Feb. 2013.
[6] M. A. Dalla Costa and R. Nederson do Prado, "High Power Factor SelfOscillating Electronic Ballast to Supply Four Fluorescent Lamps," in IEEE
Latin America Transactions, vol. 3, no. 2, pp. 165-171, April 2005.
[7] R. Melicio, V. M. F. Mendes and J. P. S. Catalao, "Modeling and
Simulation of Wind Energy Systems with Matrix and Multilevel Power
Converters," in IEEE Latin America Transactions, vol. 7, no. 1, pp. 78-84,
March 2009.
[8] A. Prudenzi, U. Grasselli, and R. Lamedica, “IEC std. 61000-3-2 harmonic
current emission limits in practical systems: need of considering loading level
and attenuation effects,” 2001 Power Engineering Society Summer Meeting.
Conference Proceedings (Cat. No.01CH37262), 2001.
[9] I. Kovacevic, T. Friedly, A. Muesing, and J. Kolar, “3d electromagnetic
modeling of emi input filters,” IEEE Trans. Ind. Electron., vol. 61, no. 1, pp.
231–242, Jan 2014.
[10] M. Marvi, A. Fotowat-Ahmady, S. Kananian, and A. Zabetian, “A lowdistortion self-oscillating power factor correction circuit for low-cost
applications,” IEEE Trans. Ind. Electron., vol. 61, no. 11, pp. 6050–6060,
Nov 2014.
[11] J. C. W. Lam, S. Pan, and P. K. Jain, “A singleswitch valley-fill powerfactor-corrected electronic ballast for compact fluorescent lightings with
improved lamp current crest factor,” IEEE Trans. Ind. Electron., vol. 61, no.
9, pp. 4654–4664, Sep 2014.
[12] Y.-P. Su, C.-L. Ni, C.-Y. Chen, Y.-T. Chen, J.-C. Tsai, and K.-H. Chen,
“Boundary conduction mode controlled power factor corrector with line
voltage recovery and total harmonic distortion improvement techniques,”
IEEE Trans. Ind. Electron., vol. 61, no. 7, pp. 3220–3231, Jul 2014.
[13] Y.-P. Su, C.-L. Ni, C.-Y. Chen, Y.-T. Chen, J.-C. Tsai, and K.-H. Chen,
“Boundary conduction mode controlled power factor corrector with line
voltage recovery and total harmonic distortion improvement techniques,”
IEEE Trans. Ind. Electron., vol. 61, no. 7, pp. 3220–3231, Jul 2014.
[14] H.-S. Kim, J.-K. Kim, K.-B. Park, H.-W. Seong, G.-W. Moon, and M.-J.
Youn, “On/off control of boost pfc converters to improve light-load efficiency
in paralleled power supply units for servers,” IEEE Trans. Ind. Electron., vol.
61, no. 3, pp. 1235–1242, Mar 2014.
[15] H. S. Athab, D. Dah-Chuan Lu, A. Yazdani, and B. Wu, “An efficient
single-switch quasi-active pfc converter with continuous input current and
low DC-bus voltage stress,” IEEE Trans. Ind. Electron., vol. 61, no. 4, pp.
1735–1749, Apr 2014.
[16] M. Pahlevani, S. Pan, S. Eren, A. Bakhshai, and P. Jain, “An adaptive
nonlinear current observer for boost pfc AC/DC converters,” IEEE Trans. Ind.
Electron., vol. 61, no. 12, pp. 6720–6729, Dec 2014.
[17] F. Beltrame, L. Roggia, L. Schuch, and J. R. Pinheiro, “A comparison of
high power single-phase power factor correction pre-regulators,” 2010 IEEE
International Conference on Industrial Technology, 2010.
[18] X. Lu, Y. Xie, L. Cheng, Z. Wang, and C. Gui, “Semi-bridgeless boost
pfc rectifier for wide voltage input range based on voltage feed-forward
control,” Proceedings of The 7th International Power Electronics and Motion
Control Conference, Jun 2012.
[19] L. Dixon, “Optimizing the design of a high power factor switching
preregulator,” in Unitrode Power Supply Design Seminar Manual SEM700,
1990.
[20] R. K. Gupta, H. Krishnaswami, and N. Mohan, “A unified analysis of
ccm boost pfc for various current control strategies,” 2006 International
Conference on Power Electronic, Drives and Energy Systems, Dec 2006.
[21] L. Dixon, Magnetic Design for Switching Power Supplies, Unitrode
Corporation Std.
[22] R. Erickson and D. Maksimovie, Fundamentals of Power Electronics,
2nd ed. Kluwer Academic Publishers, 2004.
Eduardo Esteban Roussineau (M’15), received the
Electronics Engineer degree from the Instituto Tecnológico de
Buenos Aires (ITBA), Buenos Aires, Argentina, in 2015. He
is currently working toward the M.Sc. degree in Energy
Engineering and Management with the Kalrsruhe Institute of
Technology (KIT), Karlsruhe, Germany.