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Plataforma de ensayo, basada en un convertidor C.C./C.C.,
para componentes magnéticos planares IPEM
Sandra Baró*, Raúl Pérez*, Albert Codina*, Manuel Román*, Alfonso Conesa*, Guillermo Velasco*,
Flavio David Gerez**, Felipe Jerez**
* Escola Universitària d’Enginyeria Tècnica Industrial de Barcelona (EUETIB-CEIB)
** Grupo PREMO S.A
Departament d’Enginyeria Electrònica (DEE) – Universitat Politècnica de Catalunya (UPC).
Email: sandra.baro@estudiant.upc.edu
Resumen—En este artículo se presenta una plataforma de ensayo
para componentes magnéticos de tecnología planar y alta
densidad de potencia basados en el principio de diseño IPEM
(Integrated Power Electronics Modules). La plataforma, constituida por un convertidor C.C./C.C., permite realizar ensayos en
transformadores e inductores emulando las condiciones de
funcionamiento a las que estarán sometidos en la aplicación final.
Se presentan los primeros resultados experimentales de las
condiciones de funcionamiento de los componentes objeto de
ensayo en una aplicación para automóviles eléctricos e híbridos.
E
secciones simétricas del primario y el secundario, se consigue
obtener inductancias de dispersión inferiores al 1%, lo cual
reduce los picos de tensión y oscilaciones que pueden dañar a
los transistores del convertidor e incrementar las emisiones de
interferencias. Los inconvenientes que genera esta técnica son
la dificultad de la fabricación e, inicialmente, el incremento de
capacidades parásitas, aunque en topologías resonantes pueden
ser aprovechadas.
I. INTRODUCCIÓN
N los últimos años, los fabricantes de automóviles han
centrado su atención en la reducción del consumo de
combustibles fósiles mediante mejoras en el diseño de los
motores y en mayor medida mediante la introducción de
vehículos eléctricos e híbridos, dedicando mayores esfuerzos
en la administración y gestión de la energía.
La eficiencia de los convertidores es fundamental en la
gestión de la energía, ya sea en el sistema de tracción, el
mecanismo de recuperación de energía del sistema de frenado
regenerativo, la gestión de carga de la batería o la
alimentación del equipamiento eléctrico auxiliar del vehículo.
En el suministro eléctrico de la red de abordo interviene un
convertidor C.C./C.C. que convierte la tensión de la batería al
valor nominal de alimentación de los dispositivos auxiliares
del vehículo. La mejora de la eficiencia energética y de
integración de este tipo de convertidor se centra en la
optimización de los elementos magnéticos que lo constituyen.
Una de las estrategias actuales de diseño de convertidores
que favorece el incremento en la eficiencia y la obtención de
alta densidad de potencia se basa, en parte, en el desarrollo de
elementos pasivos, inductivos en este caso, con un alto nivel
de integración para su uso en módulos de electrónica de
potencia integrados, conocidos como Integrated Power
Electronics Modules (IPEM) [1]. La tecnología planar forma
parte de esta estrategia de diseño y, a diferencia de los
componentes convencionales, permite obtener elementos
magnéticos de perfiles bajos y geométricamente
optimizados_[2], con buena repetitividad de sus propiedades
parásitas [3], a diferencia de los componentes convencionales.
Estas características posibilitan frecuencias de conmutación
elevadas y el uso de topologías resonantes. Mediante la
aplicación de técnicas de interleaving, la intercalación entre
Fig. 1 Inductores y transformadores de tecnología planar
Con el fin de optimizar los elementos magnéticos de
tecnología planar que constituyen el convertidor, es decir, un
transformador y una inductancia, se propone el desarrollo de
una plataforma de ensayo que emule las condiciones
nominales (Tabla I) de funcionamento de dicho convertidor
una vez integrado en el vehículo eléctrico.
TABLA I
ESPECIFICACIONES DEL CONVERTIDOR
Tensión de entrada
120 V
Tensión de salida
10 V - 20 V
Intensidad de salida
160 A
Frecuencia de conmutación
70kHz – 150kHz
Protecciones
Tensión de alimentación, sobretemperatura, sobrecorriente de carga, drivers
El equipo emula las condiciones de funcionamiento a las
que estarán sometidos los componentes objeto de ensayo en la
aplicación final. Como consecuencia, de los ensayos pueden
extraerse parámetros eléctricos, térmicos y acústicos, siendo
todos ellos fuente de información para la optimización de su
diseño y mejora de su eficiencia energética.
II. CONSTITUCIÓN DE LA PLATAFORMA DE ENSAYO
La plataforma de ensayo (Fig. 2) consta de un convertidor
C.A./C.C., basado en un rectificador trifásico conectado a la
red eléctrica en su entrada a través de un variac y un
convertidor C.C./C.C. en su salida. Debido a los elevados
valores de potencia que el convertidor debe manejar, la carga
del convertidor se implementa mediante una carga activa.
El convertidor debe realizar ensayos a distintas frecuencias
(70kHz a 150 kHz) y tensiones de salida del convertidor
C.C./C.C. (10 V a 20 V), tal y como se indica en las
especificaciones de la Tabla I. Por ello, dichas consignas
deben poder ser modificadas según el ensayo a realizar, esta
función se implementa mediante una interfaz de usuario.
Asimismo, esta interfaz es la encargada de la detección y
gestión de los errores que pueden surgir durante los
ensayos.
Desde la interfaz de usuario se controla el equipo, tanto la
configuración de las consignas como la detección,
visualización y gestión de los errores especificados en la
Tabla_I.
III. DESCRIPCIÓN DEL CONVERTIDOR
La topología utilizada viene determinada por el convertidor
cuyas condiciones de funcionamiento se pretenden emular.
Se trata de un convertidor C.C./C.C. de puente completo,
cuya estrategia de conmutación se basa en el control por
desplazamiento de fase, cuya etapa de salida es un rectificador
de toma media [4],[5]. La razón que justifica esta topología es
el hecho de tratarse de un convertidor de media-alta potencia.
La tecnología de conmutación suave, mediante la
conmutación a tensión nula (Z.V.S.) [6], se introduce en la
aplicación con el fin de disminuir el estrés de los dispositivos
de conmutación.
El análisis del modelo del convertidor C.C./C.C es la base
su estudio, siendo fundamental para su diseño. Establecido el
circuito principal, es necesario implementar un sistema de
control de lazo cerrado con el fin de mejorar la precisión de la
salida y las características dinámicas.
La Fig. 4 muestra la estructura del convertidor C.C./C.C. en
puente completo. Los condensadores C1 a C4 junto con el
inductor Lr constituyen el circuito que facilita la conmutación
ZVS. Suponiendo que estén activadas las señales VT1-VT4 y
considerando ideales las características de los diodos DR1-DR2
del rectificador, la frecuencia de conmutación debe ser mucho
mayor que la frecuencia de corte del filtro de salida.
Fig. 2 Diagrama de bloques del equipo de ensayo
La distribución de los diferentes módulos que conforman
el equipo de ensayo se muestran en la Fig. 3. Su disposición
física debe facilitar la inserción y cambio de los dispositivos
de ensayo, es decir, el transformador y la inductancia, así
como la conexión de los instrumentos para la toma de
medidas, dado que el sistema de adquisición de datos es
externo al equipo de ensayo. Otra de las razones es facilitar la
interacción con la interfaz de usuario de forma segura durante
la realización de los ensayos para el cambio de consignas o
control de errores.
VT1
C1
VT3
C3
VT2
C2
VT4
C4
Ug
Lf
Lr
DR1
Uo
Cf
RL
ALIMENTACIÓN
3
DR2
MÓDULO DEL CONTROL
Y LOS CIRCUITOS DRIVER
9
INTERFAZ
DE USUARIO
Fig. 4 Esquema del convertidor C.C./C.C. de Puente completo
8
RED
3
PUENTE
RECTIFICADOR
TRIFÁSICO
2
4
MÓDULO DE
POTÉNCIA
MÓDULO DE
SALIDA
1
1
TRANSFORMADOR
2
CARGA
ACTIVA
2
INDUCTANCIA
Fig. 3 Diagrama modular del equipo de ensayo
La Fig. 5 muestra el circuito equivalente del convertidor
C.C./C.C. en un ciclo de conmutación. Puede dividirse en dos
subcircuitos en función del estado (a) o (b) de los dispositivos
de conmutación: 0≤ t≤ dTs， dTs ≤ t≤ Ts.
La corriente por el inductor IL y la tensión del condensador
son las variables de estado y la tensión UO la variable de
salida.
b
Ig
iL
L
a
ic
Ug
C
Uc
R
n:1
Fig. 5 Circuito equivalente del convertidor C.C./C.C.
En 0 ≤ t ≤ dTs, conducen VT1, VT4 o VT2, VT3. En la
Fig._5(a) se muestra el circuito equivalente y su ecuación es la
siguiente:
diL ug
  uc
dt
n
duc
u
 iL  c
C
dt
R
puente es complementaria y de ciclo de trabajo fijo del 50%,
sin que influyan la frecuencia de conmutación o la constante
RGate·CGate de la puerta de los MOSFET. Entre cada par de
señales complementarias se programa un retardo con el
objetivo de evitar cortocircuitos entre los conmutadores de un
mismo semipuente y disminuir su estrés de conmutación.
En la Fig. 7 se muestra un modelo de fuentes controladas
del convertidor (a) y a continuación el diagrama de bloques
del lazo de regulación (b).
L
L
En dTs ≤ t≤ Ts, no conducenVT1, VT4 o VT2, VT3. En la
Fig._5(b) se muestra el circuito equivalente y su ecuación es la
siguiente:

diL
 uc
dt
du
u
C c  iL  c
dt
R
(a)
iL
RL
u
L
(2)
(b)
Luego, de las expresiones (1) y (2) y considerando el valor
promedio: (2) × d + (3) × (1-d), en la que d es el ciclo de

trabajo, se obtiene:
L
u

diL
u
 2d g  uc  2d c
dt
n
Ts


C
 u 
 u 
duc
 2diL  c  2diL  c 


dt
R 
R 
(3)
D

C
(2d-1)Ug
(1)
IV. DESCRIPCIÓN DEL CONTROL
El control del convertidor estático es un control de ancho de
pulso (P.W.M.) por desplazamiento de fase (Fig._6) en el que
la conmutación de un semipuente se desfasa respecto al otro
con el fin de controlar el ancho de pulso de la salida del
puente.
Fig. 7 Diagrama de bloques del lazo de regulación
El circuito de control utilizado para implementar el control
del convertidor se basa en el IC UCC3895. La razón de la
elección de este dispositivo es la versatilidad de configuración
de las características que presenta.
En esta aplicación y para facilitar la magnetización
progresiva y sin saturación del transformador de aislamiento
debido a posibles asimetrías en la forma de onda de la tensión
del primario del transformador, se ha previsto un proceso de
arranque lento (softstart), del orden de algunos segundos. El
tiempo de softstart viene definido por:
t softstart  t  CT
VC
ic
ic iRT 
VREF
RT
 RT CT
(4)
VC VREF
Otra de las características implementadas es el sensado de la
corriente del puente completo mediante un transformador de
intensidad, que aporta aislamiento galvánico, como protección
de los conmutadores. Del mismo modo, se implementa el
retardo de cada par de señales complementarias mostradas en
la Fig. 6.
Por último, el circuito de control dispone de una entrada de
inhabilitación conectada a la interfaz de usuario. Este módulo
tiene programada la gestión de errores y suspende el
funcionamiento del convertidor en caso de producirse un
evento programado.
V. RESULTADOS DE SIMULACIÓN
Fig. 6 Señales de control por desplazamiento de fase
La conmutación de los MOSFET de una misma rama del
Se ha implementado en el programa de simulación PSIM el
circuito de la Fig._3 correspondiente al convertidor del equipo
de ensayo con el control propuesto. En la Tabla II se muestran
las condiciones de simulación utilizadas.
TABLA II
CONDICIONES DE SIMULACIÓN
Tensión de entrada
Tensión de salida
Intensidad de salida
Frecuencia de conmutación
Inductancia
Condensador
120 V
14 V
20 A
100kHz
1mH
10µF
TABLA II
CONDICIONES DE ENSAYO DEL CONVERTIDOR
Tensión de entrada
120 V
Tensión de salida
7V
Intensidad de salida
20 A
Frecuencia de conmutación
50kHz
Capacidad de salida
10µF
Inductancia de ensayo
7,5µH
En la Fig. 8 se presentan los resultados de simulación
correspondientes a la tensión de salida del puente completo
(VDS2-VDS4) y la corriente a través de la inductancia.
Fig. 8 Tensión de salida del puente completo y corriente por la inductancia
Fig. 10 Plataforma de ensayo
En la Fig. 9 se muestran la tensión y la intensidad de salida
del convertidor.
Fig. 9 Tensión y corriente de salida del convertidor
Fig. 11 Plataforma de ensayo
VI. RESULTADOS DE ENSAYO
Se ha construido un prototipo del convertidor (Fig.10 y
Fig.11) sobre el que se han hecho ensayos, en especial sobre
los aspectos más significativos relacionados con el tiempo
entre las señales de puerta, el sistema de detección de errores y
el ajuste del lazo de realimentación.
La Fig. 12 muestra la señal de mando en el lado del control
de los 4 transistores MOSFET, del número 1 al 4,
respectivamente. En la misma figura se puede observar el
detalle del tiempo muerto entre cada par de señales.
La tabla II muestra las condiciones de ensayo del
convertidor. Puede observarse que dichos valores son
inferiores a los nominales (véase Tabla I) al encontrarse el
proyecto en fase de desarrollo.
Fig. 12 Señal de mando de los MOSFET (escala CH1-CH4 10V/div.)
Las Fig. 12-Fig. 16 muestran los resultados de los ensayos
realizados en los componentes magnéticos planares
presentados en la Fig. 1.
Fig. 15 Respuesta de la tensión de salida frente a un cambio de carga de 10A
a 20ª (escala CH1 2V/div.)
Fig. 13 Detalle de la señal de mando de los MOSFET (escala CH1-CH4
10V/div.)
En la Fig. 13 se detalla el tiempo muerto configurado entre
las señales de activación de los interruptores de cada
semipuente.
Fig. 16 Tensión de salida del convertidor (escala CH1 2V/div.) y valor medio
de la misma señal (escala CH1 2V/div.)
VII. CONCLUSIONES
Fig. 14 Señal de entrada del transformador (escala CH1 5V/div.) y salida
rectificada (escala CH1 10V/div.)
Se ha presentado una plataforma de ensayo basada en un
convertidor de continua de media potencia en el que la
complejidad se centra en la elevada corriente de salida que
proporciona el convertidor (160 A máx.).
Se ha construido un prototipo sobre el que se han ensayado y
comprovado los puntos mas comprometidos del diseño. Un
punto crítico es el derivado del ruido que generan los
dispositivos
semiconductores
en
la
conmutación,
propagandose por el circuito y afectando las señales digitales
del módulo del control.
Las características de la plataforma de ensayo y el
convertidor C.C./C.C. presentado están establecidas según las
condiciones necesarias para el ensayo de los componentes
magnéticos de la aplicación.
RECONOCIMIENTOS
Este trabajo ha sido desarrollado en colaboración con la
empresa PREMO S.A.
REFERENCIAS
[1]
[2]
[3]
[4]
[5]
[6]
J. Popovic-Gerber, M. Gerber, B. Ferreira, "An approach to building
more compact power electronic converters", IEEE Power Electronics
and Applications, 2007 European Conference on, Aalborg, September
2007.
Rengang Chen, F. Canales, Bo Yang and J.D. van Wyk, "Volumetric
Optimal Design of Passive Integrated Power Electronic Module (IPEM)
for Distributed Power System (DPS) Front-end DC/DC Converter",
IEEE Industry Applications Conference, 2002. 37th IAS Annual
Meeting, Vol.3, pp.1758-1765, 2002.
J. Ferrell, J. Lai, T. Nergaard, X. Huang, L. Zhu and R. Davis, " The
Role of Parasitic Inductance in High-Power Planar Transformer Design
and Converter Integration", IEEE Applied Power Electronics
Conference and Exposition APEC '04, Vol.1, pp.510-515, 2004.
Robert W. Erickson and Dragan Maksimovic, Fundamentals of power
electronics, Ed. Kluwer Academic Publisher, Second Edition 2001 .
N. Mohan, T. M. Undeland and W. P. Robbins Power electronics:
Converters, Applications and Design, Ed. John Wiley & Sons, Inc.,
Second Edition 2001.
H. Xuezhi, N. Guangqun, " The Research of Modeling and Simulation
for Phase-shifted Full-bridge ZVS DC / DC Converter", Intelligent
Information Technology Application, 2009. IITA 2009. Third
International Symposium on, Vol. 2, pp.549-552, Nanchang, December
2009.