Download Dispositivo remoto para medición y monitoreo de consumo de

UNIVERSIDAD SIMÓN BOLÍVAR
Decanato de Estudios Profesionales
Coordinación de Electrónica
Dispositivo remoto para medición y monitoreo de consumo de energía
eléctrica
Por
Fran Alberto Valero Alarcón
Sartenejas, Mayo de 2006
UNIVERSIDAD SIMÓN BOLÍVAR
Decanato de Estudios Profesionales
Coordinación Electrónica
Dispositivo remoto para medición y monitoreo de consumo de energía
eléctrica
Por
Fran Alberto Valero Alarcón
Realizado con la Asesoría de
Ing. Pedro Bortot
Ing. Wilfredis Medina
PROYECTO DE GRADO
Presentado ante la Ilustre Universidad Simón Bolívar
como requisito parcial para optar al título de Ingeniero Electrónico
Sartenejas, Mayo de 2006
UNIVERSIDAD SIMÓN BOLÍVAR
Decanato de Estudios Profesionales
Coordinación Electrónica
Dispositivo remoto para medición y monitoreo de consumo de energía
eléctrica
Por
Fran Alberto Valero Alarcón
Realizado con la Asesoría del Ing. Pedro Bortot e Ing. Wilfredis Medina
RESUMEN
El dispositivo de medición y monitoreo de consumo de energía eléctrica, es como su
nombre lo indica un sistema que permite observar en tiempo real el comportamiento del
consumo de las cargas de un determinado local, habitación o establecimiento. Por medio de un
microcontrolador PIC18F452 se manejan los datos obtenidos del integrado ADE7758,
producidos luego de tener acondicionada la señal de la línea, de donde se mide la corriente, el
voltaje y el factor de potencia, obteniendo así la potencia activa, reactiva y aparente así como
el consumo en kWh; de esta forma se puede almacenar en la memoria EPROM del PIC dichas
mediciones con sus respectivos tiempos de lectura y así tener un respaldo de información;
mientras que en la memoria volátil están disponibles para ser enviadas vía RS232, empleando
el protocolo MODBUS RTU, la información que luego es mostrada en una interfaz gráfica
implementada en un ordenador. Los datos que el PIC transmite vía RS232 son tomados por un
programa desarrollado bajo la plataforma HP VEE, este programa genera un archivo txt el cual
se encuentra disponible para ser manejado por un servidor web que fue hecho empleando el
lenguaje PHP.
PALABRAS CLAVES
Potencia, Potencia Activa, Potencia Reactiva, Potencia Aparente, MODBUS.
Aprobado con mención:_________
Postulado para el Premio:________
Sartenejas, Mayo 2006
Dedicatoria
A mi Papá, a mi Mamá, y a todos aquellos que como yo han tenido que buscar más de una
oportunidad para lograr el objetivo que se han planteado como meta.
Agradecimientos
Agradecimientos
En un primer lugar quisiera agradecer a las personas que sin tener ninguna relación con
mi pasantía me ayudaron a realizarla; al Profesor Villegas y los Ingenieros Ariel y Daniel por
las incontables veces que estuvieron allí para disipar mis dudas. A mis amigos de los cursos de
idioma japonés, que durante mi pasantía han sido junto a José Luís las personas que han
estado allí para escuchar mis aciertos y desaciertos; a mis “panas” de ASOBEC a los que
nunca les falto una palabra de aliento; y a mis amigos del DN que me impulsaron en el
aprendizaje de las herramientas gráficas que emplee para la elaboración de este libro. A todos
ustedes, gracias, por estar y no presionar, estar y no preguntar sin segunda intención, estar y
ser las personas que me apoyaron en este transito.
Un agradecimiento muy especial al Ing. Pedro Bortot, sin su propuesta del proyecto y
colaboración no habría sido posible esta pasantía; también al Ing. Nelson Mambre que
respondió muchas de las preguntas técnicas que tuve durante mi estadía en Seebeck; también
quiero agradecer al Ing. Wilfredis que siendo mi tutor se encargo de ayudarme a dar forma a
este libro.
Finalmente, a mi Papá y a mi Mamá, tal vez un gracias no sea suficiente pero ellos
saben lo mucho que me he esforzado y yo se lo mucho que ellos trabajan día tras día para
hacer mi vida más fácil. Espero un día devolverles con creces lo que han dado por mi.
i
ÍNDICE GENERAL
CAPITULO I: INTRODUCCION.............................................................................................. 1
CAPITULO II: PLANTEAMIENTO DEL PROBLEMA.......................................................... 2
2.1 Antecedentes ..................................................................................................................... 2
2.1.1 Importancia de las Mediciones Eléctricas ................................................................. 2
2.1.2 Reseña Histórica de las Primeras Medidas Eléctricas, 600A.C.-1850d.C................. 3
2.1.3 Comienzo de las Aplicaciones Industriales de los Instrumentos, 1850-1900............ 4
2.1.4 Pujante Desarrollo de las Técnicas de Medidas......................................................... 6
2.2 Objetivo General............................................................................................................... 9
2.3 Objetivos Específicos........................................................................................................ 9
CAPITULO III: FUNDAMENTOS TEORICOS..................................................................... 11
3.1 Definiciones .................................................................................................................... 11
3.2 Tipos de Error ................................................................................................................. 14
3.3 Transductores como elementos de entrada a sistemas de instrumentación .................... 15
3.4 Selección de un Transductor........................................................................................... 20
3.5 Transformadores de Corriente y Voltaje......................................................................... 21
3.5.1 Transformador de Corriente..................................................................................... 21
3.5.1.1 Tipos de construcción ....................................................................................... 22
3.5.2 Transformador de Potencial..................................................................................... 22
3.6 Filtrado de Señal ............................................................................................................. 23
3.6.1 Uso de Filtro Anti-aliasing ...................................................................................... 23
3.6.2 Numero de Polos necesarios. ................................................................................... 24
3.6.3 Tipo de aproximación según cada aplicación. ......................................................... 26
3.6.4 Topologías para circuitos analógicos....................................................................... 26
3.7 Protocolo de Comunicación, MODBUS......................................................................... 27
3.7.1 Diagramas de estado Maestro/Esclavo. ................................................................... 30
3.7.1.1 Diagrama de estado del dispositivo maestro..................................................... 30
3.7.1.2 Diagrama de estado del dispositivo esclavo ..................................................... 31
3.7.2 Modos de transmisión serial .................................................................................... 32
3.7.2.1 Modo de transmisión RTU ............................................................................... 32
3.7.2.2 Modo de transmisión ASCII ............................................................................. 34
ii
CAPITULO IV: EQUIPOS EMPLEADOS ............................................................................. 37
4.1 Transformador................................................................................................................. 37
4.2 ADE7758 ........................................................................................................................ 38
4.2.1 Canal de corriente del ADC..................................................................................... 40
4.2.1.1 Registros de ganancia de forma de onda de corriente....................................... 41
4.2.1.2 Muestreo del canal de corriente. ....................................................................... 42
4.2.2 Integrador Digital y sensor de corriente di/dt .......................................................... 42
4.2.3 Detección de corriente Pico usando el registro PEAK ............................................ 43
4.2.4 Interrupción de detección de sobre corriente........................................................... 44
4.2.5 Canal de Voltaje del ADC ....................................................................................... 45
4.2.5.1 Muestreo del canal de voltaje. .......................................................................... 46
4.2.6 Detección de Cruce por cero.................................................................................... 48
4.2.6.1 Timeout en Cruce por cero................................................................................ 49
4.2.7 Compensación de Fase............................................................................................. 50
4.2.8 Medida del Periodo .................................................................................................. 51
4.2.9 Detección de SAG en la Línea de Voltaje ............................................................... 51
4.2.9.1 Establecimiento del nivel para SAG ................................................................. 52
4.2.10 Detección de voltaje pico....................................................................................... 53
4.2.10.1 Detección de Voltaje pico usando el registro VPEAK ................................... 53
4.2.10.2 Interrupción de detección de sobre voltaje ..................................................... 54
4.2.11 Monitoreo de alimentación del ADE7758 ............................................................. 54
4.2.12 Medidas RMS ........................................................................................................ 55
4.2.12.1 Cálculo de Corriente RMS.............................................................................. 56
4.2.12.2 Compensación de offset de la Corriente RMS. ............................................... 57
4.2.12.3 Cálculo del canal de Voltaje RMS.................................................................. 57
4.2.12.4 Compensación de offset de Voltaje RMS. ...................................................... 58
4.2.12.5 Ajuste de ganancia de Voltaje RMS. .............................................................. 59
4.2.13 Calculo de Potencia Activa.................................................................................... 59
4.2.13.1 Calibración de Ganancia de Potencia Activa.................................................. 61
4.2.13.2 Calibración de offset de Potencia Activa ........................................................ 61
4.2.13.3 Calculo de signo de Potencia Activa .............................................................. 62
iii
4.2.13.4 Calculo de Energía Activa .............................................................................. 62
4.2.13.5 Modo de Acumulación de Energía ................................................................. 64
4.2.13.6 Frecuencia de salida de Potencia Activa......................................................... 65
4.2.13.7 Modo de Acumulación de Ciclo de línea de Energía Activa.......................... 68
4.2.14 Calculo de Potencia Reactiva ................................................................................ 69
4.2.14.1 Calibración de Ganancia de Potencia Reactiva .............................................. 71
4.2.14.2 Calibración de offset de Potencia Reactiva..................................................... 71
4.2.14.3 Calculo de signo de Potencia Reactiva ........................................................... 72
4.2.14.4 Calculo de Energía Reactiva........................................................................... 72
4.2.14.5 Modo de Acumulación de Energía ................................................................. 74
4.2.14.6 Frecuencia de salida de Potencia Reactiva ..................................................... 74
4.2.14.7 Modo de Acumulación de Ciclo de línea de Energía Reactiva ...................... 76
4.2.15 Calculo de Potencia Aparente................................................................................ 76
4.2.15.1 Calibración de Ganancia de Potencia Aparente.............................................. 77
4.2.15.2 Calculo de Energía Aparente .......................................................................... 77
4.2.15.3 Modo de Acumulación de Energía ................................................................. 79
4.2.15.4 Frecuencia de salida de Potencia Aparente..................................................... 79
4.2.15.5 Modo de Acumulación de Ciclo de línea de Energía Aparente...................... 80
4.2.16 Escalamiento de Registros de Energía................................................................... 80
4.2.17 Modo de Muestreo de forma de Onda ................................................................... 81
4.2.18 Interfaz serial, SPI.................................................................................................. 81
4.3 Módulo de desarrollo con Microcontrolador PIC 18F452:............................................. 83
4.4 ICD, In-Circuit Debugger ............................................................................................... 86
CAPITULO V: METODOLOGÍA DE DESARROLLO ......................................................... 87
5.1 Investigación............................................................................................................... 87
5.2 Planteamiento de diseño a emplear para la realización del dispositivo...................... 87
5.3 Implementación y montaje de prototipo. .................................................................... 87
5.4 Pruebas de uso. ........................................................................................................... 88
5.5 Documentación. .......................................................................................................... 88
5.6 Finalización del Proyecto............................................................................................ 88
CAPITULO VI: MEDIDOR DE CONSUMO DE ENERGIA ELECTRICA ......................... 89
iv
6.1 Arquitectura de Diseño del Dispositivo.......................................................................... 89
6.2 Calibración del ADE7758............................................................................................... 92
6.2.1 Calibración de Ganancia Empleando Pulso de Salida ............................................. 94
6.2.2 Calibración de Fase Empleando Pulso de Salida................................................... 100
6.2.3 Calibración de Offset de Potencia Empleando Pulso de Salida ............................. 102
6.3 Especificaciones de Protocolo MODBUS .................................................................... 106
6.4 Interfaz Usuario ............................................................................................................ 109
6.5 Software Empleado....................................................................................................... 110
6.5.1 Acerca de CCS....................................................................................................... 110
6.5.2 Acerca de MODSCAN .......................................................................................... 110
6.5.3 Acerca de HP VEE ................................................................................................ 110
CAPITULO VII: RESULTADOS Y VALIDACIÓN ............................................................ 112
CONCLUSIONES Y RECOMENDACIONES ..................................................................... 116
BIBLIOGRAFIA .................................................................................................................... 118
v
ÍNDICE DE FIGURAS
CAPITULO III: FUNDAMENTOS TEORICOS..................................................................... 11
Figura 3.1-01 – Triangulo de Potencias................................................................................ 12
Figura 3.1-02 – Desplazamiento del factor de Potencia. ...................................................... 13
Figura 3.7-01 – Pila de comunicación MODBUS. ............................................................... 27
Figura 3.7-02 – Trama MODBUS. ....................................................................................... 28
Figura 3.7-03 – Comunicación Libre de Error...................................................................... 29
Figura 3.7-04 – Comunicación con Error. ............................................................................ 30
Figura 3.7.1.1-01 – Diagrama de estado del dispositivo Maestro en el protocolo MODBUS.
............................................................................................................................................... 31
Figura 3.7.1.2-01 – Diagrama de estado del dispositivo Esclavo en el protocolo MODBUS.
............................................................................................................................................... 32
Figura 3.7.2.1-01 – Trama MODBUS RTU. ........................................................................ 33
Figura 3.7.2.1-02 – Formato para la transmisión de tramas en MODBUS RTU. ................ 33
Figura 3.7.2.1-02 – Diagrama de estados para el modo de transmisión MODBUS RTU. ... 34
Figura 3.7.2.2-01 – Trama MODBUS ASCII....................................................................... 35
Figura 3.7.2.2-01 – Diagrama de estado para el modo de transmisión MODBUS ASCII. .. 36
CAPITULO IV: EQUIPOS EMPLEADOS ............................................................................. 37
Figura 4.1-01 – Transformador de corriente TU30. ............................................................. 37
Figura 4.2-01 – Elección de Rango de Ganancia.................................................................. 39
Figura 4.2-02 – Máximos niveles de Señal en Canal de Corriente, Ganancia 1................... 39
Figura 4.2-03 – Máximos niveles de Señal en Canal de Voltaje, Ganancia 1...................... 40
Figura 4.2-03 – Registro de ganancia analógica del ADE7758............................................ 40
Figura 4.2.1-01 – Camino de señal en el Canal de Corriente. .............................................. 41
Figura 4.2.1.2-01 – Forma de Onda de muestreo del Canal de Corriente. ........................... 42
Figura 4.2.2-01 – Principio de Sensor de Corriente di/dt. .................................................... 43
Figura 4.2.3-01 – Detección de corriente Pico usando el registro PEAK............................. 44
Figura 4.2.4-01 – Detección de sobre corriente................................................................... 45
Figura 4.2.5-01 – ADC y Procesamiento de señal en el Canal de Voltaje. .......................... 46
Figura 4.2.5.1-01 – Respuesta en Magnitud y Fase del LPF1. ............................................. 47
Figura 4.2.6-01 – Detección de cruce por cero en Canal de Voltaje. ................................... 48
vi
Figura 4.2.6.1-01 – Detección de cruce por cero en Canal de Voltaje. ................................ 49
Figura 4.2.7-01 – Calibración de fase en Canal de Voltaje. ................................................. 51
Figura 4.2.9-01 – Detección de SAG.................................................................................... 52
Figura 4.2.10.1-01 – Detección de Voltaje Pico usando el registro VPEAK. ...................... 53
Figura 4.2.10.2-01 – Detección de Voltaje Pico usando el registro VPEAK. ...................... 54
Figura 4.2.11-01 – Monitoreo de Alimentación hecho por el ADE7758. ............................ 55
Figura 4.2.12-01 – Procesamiento de señal de Corriente RMS............................................ 56
Figura 4.2.12.3-01 – Procesamiento de señal de Voltaje RMS. ........................................... 58
Figura 4.2.13-01 – Calculo de Potencia Activa. ................................................................... 60
Figura 4.2.13.4-01 – Acumulación de Energía Activa. ........................................................ 63
Figura 4.2.13.4-02 – Tiempo del Registro de energía a escala completa de potencia.......... 64
Figura 4.2.13.6-01 – Salida en frecuencia de Potencia Activa. ............................................ 65
Figura 4.2.13.6-01 – Rizado de Frecuencia de Salida. ......................................................... 67
Figura 4.2.13.7-01 – Modo de Acumulación de Ciclo de línea de Energía Activa. ............. 68
Figura 4.2.14-01 – Calculo de Potencia Reactiva................................................................. 70
Figura 4.2.14.4-01 – Acumulación de Energía Reactiva. ..................................................... 73
Figura 4.2.14.6-01 – Frecuencia de Salida de Potencia Reactiva......................................... 75
Figura 4.2.15-01 – Triangulo de Potencia. ........................................................................... 76
Figura 4.2.15.2-01 – Acumulación de Energía Aparente. .................................................... 78
Figura 4.2.18-01 – Lectura de datos por la interfaz serial. ................................................... 83
Figura 4.2.18 -02 – Escritura de datos por la interfaz serial. ................................................ 83
Figura 4.3-01 – Módulo de desarrollo con Microcontrolador PIC 18F452.......................... 84
Figura 4.4-01 – ICD. a) ICDS40, conexión vía RS232 b) ICDU40, conexión vía USB...... 86
CAPITULO VI: MEDIDOR DE CONSUMO DE ENERGIA ELECTRICA ......................... 89
Figura 6.1-01 – Diagrama de bloques, identificación de Equipos........................................ 89
Figura 6.1-02 – Diagrama de bloques, identificación de Etapas .......................................... 89
Figura 6.1-03 – Diagrama de bloques, identificación de Software....................................... 89
Figura 6.1-04 – Diagrama de bloques, identificación de Software....................................... 90
Figura 6.1-05 – Conexiones ADE7758................................................................................. 91
Figura 6.1-01 – Flujo grama de Orden de Calibración. ........................................................ 93
Figura 6.2.1-01 – Calibración de Ganancia. ......................................................................... 95
vii
Figura 6.2.2-01 – Calibración de Fase. ............................................................................... 101
Figura 6.2.3-01 – Calibración de Offset de Potencia. ......................................................... 103
Figura 6.3-01 – Paquete recibido. ....................................................................................... 106
Figura 6.3-02 – Parámetros de lectura. ............................................................................... 107
Figura 6.3-03 – Parámetros de escritura de un solo Byte. .................................................. 108
Figura 6.3-04 – Parámetros de escritura de varios Bytes.................................................... 109
Figura 6.4-01 – Imágenes del servidor web. ....................................................................... 109
Figura 6.5.3-01 – Consola para comenzar captura de valores. ........................................... 111
CAPITULO VII: RESULTADOS Y VALIDACIÓN ............................................................ 112
Figura 7-01 – Diagrama de flujo del recorrido de la data obtenida. ................................... 112
viii
ÍNDICE DE TABLAS
CAPITULO III: FUNDAMENTOS TEORICOS..................................................................... 11
Tabla 3.3-01 – Transductores para Instrumentación............................................................. 19
CAPITULO IV: EQUIPOS EMPLEADOS ............................................................................. 37
Tabla 4.1-01 – Modelos disponibles según la potencia del TU30........................................ 37
Tabla 4.2.13.5-01 – Valores para los registros de Acumulación de Vatios hora.................. 65
Tabla 4.2.14.3-01 – Calculo de signo de Potencia Reactivo. ............................................... 72
Tabla 4.2.14.5-01 – Valores para los registros de Acumulación de VAR hora.................... 74
Tabla 4.2.15.3-01 – Valores para los registros de Acumulación de VA hora. ..................... 79
Tabla 4.2.16-01 – Escalamiento de registros de Energía...................................................... 81
Tabla 4.3-01 – Características Generales de PIC 18FXX2................................................... 86
CAPITULO VI: MEDIDOR DE CONSUMO DE ENERGIA ELECTRICA ......................... 89
Tabla 6.1-01 – Componentes empleados en montaje de ADE7758 ..................................... 92
Tabla 6.2.1-01 – Parámetros empleados Potencia Activa..................................................... 98
Tabla 6.2.1-02 – Parámetros Obtenidos para Pot. Activa en la fase A................................. 98
Tabla 6.2.1-03 – Parámetros empleados VA. ....................................................................... 99
Tabla 6.2.1-04 – Parámetros Obtenidos para Pot. Aparente en la fase A............................. 99
Tabla 6.2.1-05 – Parámetros empleados VAR.................................................................... 100
Tabla 6.2.1-06 – Parámetros Obtenidos para Pot. Reactiva en la fase A. .......................... 100
Tabla 6.2.2-01 – Parámetros empleados para VAR............................................................ 102
Tabla 6.2.2-02 – Parámetros Obtenidos para la fase A....................................................... 102
Tabla 6.2.3-01 – Parámetros empleados para cálculo de offset de Potencia Activa. ......... 105
Tabla 6.2.1-02 – Parámetros Obtenidos para Pot. Activa en Fase A.................................. 105
Tabla 6.2.3-03 – Parámetros empleados para cálculo de offset de Potencia Reactiva. ...... 105
Tabla 6.2.3-04 – Parámetros Obtenidos para Pot. Reactiva en Fase A. ............................. 106
CAPITULO VII: RESULTADOS Y VALIDACIÓN ............................................................ 112
Tabla 7-01 – Medidas de prueba hechas con el prototipo, voltaje y corriente en valores pico.
............................................................................................................................................. 114
ix
LISTA DE SIMBOLOS Y ABREVIATURAS
o Voltaje
[V]
o Amper
[A]
o Ohmios
[Ω]
o Mili (1E-3)
[m]
o Kilo (1E+3)
[k]
o Mega (1E+6)
[M]
o Corriente Alterna
[ AC ]
o Corriente Directa
[ DC ]
o Conversor Análogo a Digital
[ADC]
o Raíz media cuadrada
[ RMS / rms ]
o Convertidor análogo a digital
[ ADC ]
o Voltaje de salido puesto a Vcc
[ pullup ]
o Frecuencias de Radio
[ RF ]
o Hercios
[ Hz ]
o Segundos
[s]
o Decibelios
[ dB ]
o Fuerza(s) Electromotriz(ces)
[fem/fems]
o Decimal
[d]
o Cientos de Muestras por Segundo
[kSPS]
o Bit menos significativo
[LSB]
o Conversor de digital a frecuencia
[DFC]
o Caída de Potencial
[SAG]
o Voltio Amper
[VA]
o Voltio Amper reactivos
[VAR]
o Constante vatios hora por LSB
[Wh/LSB]
o Constante voltios Amper hora por LSB
[VA/LSB]
o Constante voltios Amper hora por LSB
[VARh/LSB]
CAPITULO I: INTRODUCCION
En nuestra vida cotidiana siempre es importante tener una idea de cuanta es la cantidad
de dinero que se gasta y que tanta cantidad de dinero se ahorra o puede ser ahorrada. En la
actualidad, en términos de consumo eléctrico, contamos con varios dispositivos ahorradores de
energía, tal es el caso de los bombillos ahorradores y los dispositivos inteligentes que se
apagan cuando no están en uso; esta es la percepción y la necesidad que posee el consumidor
de energía eléctrica, pero por otra parte esta el punto de vista del proveedor. Es bien conocido
que el fraude en el consumo eléctrico es una realidad, desde los números que nunca cambian
en el medidor, hasta el truco de los engranajes; se hace muy difícil para las compañías
eléctricas controlar en un cien por cien todos estos casos. Llegar a las casas inteligentes del
futuro no es una utopía o algo que no pueda ser alcanzado paso a paso en nuestros días, por
medio de dispositivos móviles o fijos es posible el monitoreo de consumo eléctrico, una
solución simple a esta idea viene dada enviando la información adquirida por la misma línea
que alimenta al consumidor; de esta forma, es posible tanto para el consumidor como para el
proveedor saber cual es la ganancia, el ahorro o el gasto según sea el punto de vista.
El dispositivo de medición y monitoreo de consumo de energía eléctrica, es como su
nombre lo indica un sistema que permite observar en tiempo real el comportamiento del
consumo de las cargas de un determinado local, habitación o establecimiento. Por medio de un
microcontrolador se manejan los datos producidos luego de tener acondicionada la señal de la
línea, de donde se mide la corriente, el voltaje y el factor de potencia, obteniendo así la
potencia activa, reactiva y aparente así como el consumo en kWh; con esto se busca crear lo
que se podría llamar el núcleo digital del instrumento en si, manejar, controlar y tener
disponible la información es fundamental y más si se habla de un dispositivo medidor.
Es importante tener esta información disponible bajo cualquier circunstancia, es por
esto que es necesario almacenar en memoria dichas mediciones con sus respectivos tiempos de
lectura y para completar su disponibilidad hacerla manejable por medios de monitoreo
externo; esto es enviando por Internet (de manera remota) o mostrar en un LCD local, cuando
el usuario lo estime necesario. La información es manejada vía RS232 empleando el protocolo
MODBUS RTU, debido a que la mayoría de los equipos producidos o empleados por la
empresa Seebeck Instrumentación y Control C.A. se comunican de esta forma.
CAPITULO II: PLANTEAMIENTO DEL PROBLEMA
2.1 Antecedentes
Al hablar de medidores de energía eléctrica, muchas personas asocian estos
instrumentos con los medidores pioneros que aparecieron a mediados de 1880 a manos de los
primeros electricistas; pese a que muchos de los contadores empleados en nuestras casas para
medir nuestro consumo mensual es hecho por un medidor electro-mecánico, son varias las
empresas dedicadas al desarrollo de dispositivos digitales cuyo único componente netamente
eléctrico es el transformador que deben usar para censar la línea, y el resto dispositivos
electrónicos. En la empresa Seebeck Instrumentación y Control C.A., para el momento de la
realización de esta pasantía, ya existe uno de estos medidores electrónicos, el MK-60LCDRS485 el cual es uno de los productos que ofrecen la compañía Circuitor; dicho dispositivo
sirvió como referencia para la elaboración de este proyecto.
2.1.1 Importancia de las Mediciones Eléctricas
Las mediciones o medidas desempeñan una misión trascendental en el progreso del
hombre, cuya importancia quizá solamente es superada por las facultades intelectuales. En
efecto, podría decirse que el progreso de la humanidad está atado al descubrimiento del nuevo
arte de medir. El más importante de estos descubrimientos puede ser por tanto considerado
como la piedra angular de su progreso. La medición es el medio del cual el hombre dispone
para complementar su sistema sensorial y su cerebro. Es la base para establecer el cómputo de
sus actividades y economía, guiando todo trabajo científico y dirigiendo el empleo de las
máquinas economizadoras de esfuerzo en la industria y en el hogar. Los fenómenos eléctricos
proporcionan el medio más importante y adaptable para efectuar no sólo las medidas eléctricas,
sino también casi todas las medidas no eléctricas. Con adecuados detectores primarios, las
medidas eléctricas pueden ser utilizadas en el proceso de cualquier información de medidas
para fines de iniciación de control, registro, indicación, telemetría y cómputo.
3
2.1.2 Reseña Histórica de las Primeras Medidas Eléctricas, 600A.C.-1850d.C.
El descubrimiento de la electricidad por Thales en el año 600 antes d.C. cuando
observó y registró el efecto electrostático producido frotando el ámbar marcó el principio de la
medición eléctrica. La atracción magnética entre la piedra imán y el hierro así como la brújula
magnética, primer instrumento eléctrico, fueron también conocidos e investigados antes de la
Era Cristiana.
La labor de Sir William Gilbert, Presidente del Colegio de Médicos de Londres, que ha
sido llamado el “padre de la electricidad”, dio por resultado un rápido progreso en el estudio
científico de la electricidad y las mediciones eléctricas. Gilbert pasó diecisiete años
experimentando y recopilando toda la información disponible relativa a la electricidad y el
magnetismo. Siguió el sistema de filosofía inductiva en que los efectos físicos son
determinados por cuidadosa experimentación y los resultados de una serie de experimentos
son utilizados como base para la serie siguiente. Con este nuevo método de aproximación fue
el primer investigador desde Thales y extendió el caudal de los conocimientos de electricidad.
Su trabajo fue publicado en seis libros impresos en Londres en el año de 1600. Sus escritos,
primera literatura verdaderamente científica, no solamente constituyeron una piedra angular en
la ciencia eléctrica, sino que pronosticó una sucesión concatenada de investigaciones que han
sido continuadas a ritmo siempre creciente durante siglos. En sus experimentos, Gilbert utilizo
un rudimentario indicador de medida que llamo Versorium. Estaba construido con una fina
aguja indicadora de metal pivotando sobre una punta de alfiler y que giraba cuando se la
aproximaba un cuerpo cargado de electricidad. Pudo observar la atracción magnética
empleando una aguja indicadora de hierro.
Durante doscientos años después de los trabajos de Gilbert, muchos investigadores han
contribuido al desarrollo de la ciencia eléctrica. En este periodo se trabajó principalmente en la
investigación de las fuentes de la electricidad. Se inventaron las máquinas electrostáticas, el
frasco de Leyden (primer condensador) y finalmente los trabajos de Galvani y Volta desde
1780 a 1790 condujeron al descubrimiento de pila voltaica. Una vez que se dispuso de la
corriente continua se hicieron rápidos avances. En efecto, tan rápidos fueron los
descubrimientos en el periodo comprendido entre 1790 y 1850 que los historiadores no están
siempre de acuerdo en quienes fueron los descubridores de los fenómenos físicos. La mayoría
de los principios básicos de todos los sistemas de mediciones eléctricas fueron descubiertos
4
durante este período. Entre los investigadores notables pertenecientes a dicho periodo se
cuentan Franklin, Coulomb, Galvani, Benet, Joule, Kelvin, entre otros.
Una importante contribución a las medidas de precisión fue el trabajo de Poggendorff
hacia 1841. Inventó el potenciómetro y su trabajo es clásico en este campo- Su potenciómetro
de corriente constante y potenciómetro de resistencia constante son los fundamentos de
muchos de los instrumentos importantes de laboratorio de hoy día. Casi simultáneamente a la
invención del potenciómetro por Poggendorff, Wheatstone perfeccionaba la red en puente que
actualmente lleva su nombre. En realidad el puente fue ideado primero por Christie en 1833.
Este instrumento del puente es también uno de los principales en la industria y en el
laboratorio.
Los instrumentos perfeccionados en este período fueron los electroscopios,
electrómetros, voltímetros electrostáticos y galvanómetros de imán móvil.
2.1.3 Comienzo de las Aplicaciones Industriales de los Instrumentos, 1850-1900
En el período 1850-1900 aparecieron muchos de los instrumentos que hoy son
familiares. En 1858 el galvanómetro de espejo de Kelvin hizo posible el telégrafo trasatlántico.
En 1867, Kelvin introdujo el primer registrador telegráfico utilizando el principio de bobina
móvil. Poco tiempo después aparecieron los primeros registradores de cantidades eléctricas,
siendo probablemente el primero el de Dolbear en 1880. Dos años después d’Arsonval mejoró
la exactitud del galvanómetro de bobina móvil. Los instrumentos empezaron a rebasar los
límites del laboratorio y encontrar aplicaciones en la industria. Los profesores Ayrton y Perry,
de Londres, proyectaron los primeros instrumentos para su aplicación a la incipiente energía
eléctrica y la industria ligera y les dieron los nombres de amperímetro y voltímetro con el fin
de distinguir sus instrumentos de los galvanómetros de laboratorio y telegráficos. En sus
instrumentos de los galvanómetros de laboratorio y telegráficos. En sus instrumentos
utilizaron mecanismos pivotados, agujas y escalas, y más tarde muelles en espira.
Weston contribuyó de modo importante en 1888 al perfeccionamiento de los
instrumentos de tipo comercial con su diseño de un instrumento del tipo d’Arsonval
construido por una bobina móvil pivotante, un núcleo de hierro dulce, piezas polares y
conductores en espiral que proporcionan el par antagonista; Duddel creó en 1897 el
5
oscilógrafo del tipo electromagnético y posteriormente el galvanómetro de vibración del tipo
de hilos.
Eliu Thomson hizo muchos inventos en el periodo 1880-1900. Fueron notables sus
primeros indicadores de corriente y potencial y su instrumento pivotado de imán móvil y
cuadro inclinado. El vatímetro registrador de Thomson, inventado en 1889 fue el primero de
los contadores de energía o vatios-hora. Aunque actualmente el medidor de inducción es de
uso universal para AC, en los circuitos de DC todavía se emplea el instrumento de Thomson.
Él introdujo el frenado magnético y la compensación por ficción (ajuste para carga ligera).
Durante sus trabajos para perfeccionar la soldadura eléctrica, descubrió que un disco de metal
o anillo es expelido del entrehierro de un electroimán excitado por corriente alteran. El
principio de repulsión electro inductiva fue ampliamente aplicado no solamente a los motores
de inducción a repulsión sino a los instrumentos de medida y contadores de vatios-hora.
En 1895 Shallenburger introdujo el contador de vatios-hora del tipo de inducción. Los
contadores que emplean este principio pertenecen a los aparatos de medida de mayor
perfección y más importantes. Ya que vienen a ser efectivamente, la “caja registradora” de la
industria eléctrica. El desarrollo ininterrumpido del contador de vatio-horas ha dado lugar a
numerosos perfeccionamientos en toda la técnica de medidas en las aplicaciones magnéticas,
compensación de temperatura, sistemas de aislamiento y marcación de rumbo.
El periodo anterior a 1900 alcanzo también la introducción de los instrumentos
electromecánicos y contadores. La principal aplicación fue el contador de vatios-hora de
Edison utilizando la electrodeposición, en el que se medía la cantidad de electricidad por el
aumento de peso del electrodo. Fueron empleados los instrumentos de par termoeléctrico,
haciendo posible el uso de los medios más exactos de medida para cantidades de AC,
particularmente en las más altas frecuencias. Ulteriormente los instrumentos rectificadores con
diodo de vació dieron mayor utilidad a los aparatos de medida de DC. También aparecieron
otros instrumentos como el voltímetro de hilo caliente de Cardew y los contadores de demanda
térmicos. En 1893 fueron adoptadas las unidades internacionales de cantidades eléctricas. Fue
éste un acontecimiento de capital importancia para la técnica de medidas.
6
2.1.4 Pujante Desarrollo de las Técnicas de Medidas
El período comprendido entre las dos guerras mundiales estuvo acompañado por
importantes aportaciones. En relación con las mejoras en la construcción de los contadores de
vatios-hora, Kinnard perfeccionó un método de imanes compensadores de temperatura
mediante paralelos que tienen coeficientes negativos de temperatura y son de la magnitud
correcta de permeabilidad para compensar los coeficientes positivos de temperatura de la
densidad de flujo de los imanes [1]. Este método de compensación es actualmente
ampliamente adoptado en todos los instrumentos que dependen de la constancia del flujo de
imán permanente para su calibración. El contador de vatios-horas continuó siendo el
instrumento de producción más importante para medidas y los perfeccionamientos debidos a
que numerosos investigadores contribuyeron a una mayor exactitud y menor coste de este
dispositivo [2]. Con las correcciones para temperatura, tensión, sobrecarga (por medio de
paralelos saturables), factor de potencia y carga de alumbrado adoptadas, se ha conseguido que
la energía eléctrica sea fácilmente medible, con errores de una décima por ciento en amplios
márgenes de influencias eventuales y años de funcionamiento continuo. Otra faceta de la
historia del contador es la del perfeccionamiento de los materiales. Uno de los adelantos más
notables fue creación de los álnicos y otros materiales de imán permanente para elevada
energía.
Los transformadores de instrumentos fueron objeto de considerable atención en este
período y se implantaron los procedimientos de compensación tales como el de Wilson para la
compensación de relación y ángulo de fase, con los que las exactitudes son comparables a las
de los contadores en los que fueron adoptados. En lo concerniente a los transformadores de
instrumentos se crearon mejores materiales para núcleo, como los tipos de aleación níquelhierro de alta permeabilidad.
Estos materiales, conjuntamente con los imanes permanentes para alta energía,
revolucionaron los diseños de los instrumentos. Se adoptaron instrumentos para panel de
solamente 50 a 76mm de diámetro e instrumentos para cuadros de conmutación con escalas
hasta de 270 grados, y en general los instrumentos fueron de construcción más exacta y
robusta. Las aplicaciones de los nuevos materiales magnéticos dieron lugar a nuevos
instrumentos, anteriormente irrealizables para DC de Faust, que ha sido de la mayor
importancia en el campo de instrumentos de aviación. En la medición de cantidades no
7
eléctricas, la temperatura fue la principal. Tanto los potenciómetros de par termoeléctrico
como los puentes con detector de temperatura por resistencias adoptadas antes de la primera
guerra en formas mecánicas, aparecieron en forma electrónica alrededor de 1931. Estos
instrumentos estaban frecuentemente equipados con control de iniciación para que se pudieran
regular las cantidades que median además de registrarlas.
Los tacómetros eléctricos llegaron a ser de aplicación universal. Sus formas primitivas
tenían generadores de DC e indicadores d’Arsonval. Posteriormente se emplearon generadores
de AC con instrumentos que comprendían transformadores saturables (para la corrección de
tensión) e indicadores DC del tipo de rectificador. Un perfeccionamiento ulterior actualmente
universal en aviación militar consistió en la adopción de generadores AC con indicadores que
forman una combinación de motor sincrónico y mecanismo del tipo de disco de frenado.
Un importante dispositivo para medida creado para satisfacer la demanda de los
aficionados a la fotografía fue el contador de exposición introducido en 1931 y que consiste en
una célula fotovoltaica acoplada a un indicador calibrado DC en los equipos de cámara para
película de alta velocidad.
El trabajo del precursor Minorsky en 1922 fue de la mayor importancia para la
aplicación de las medidas a los sistemas y procedimientos. A él se debe el primer sistema
servo realimentado con entradas de posición y dinámica. Tuvo aplicación en el timón de los
buques. La tecnología que empleó en su trabajo fue después estudiada por Hazen en 1934; en
efecto, a Hazen se debe la adopción de la palabra “servomecanismo”. Nyquist, realizó un
notable trabajo en este período con los amplificadores eléctricos realimentados, estableciendo
el criterio de estabilidad. El principio de realimentación, que opera a base de comparar la
energía de salida de un sistema con la energía de entrada disponiendo también de una entrada
de referencia y amplificando el error para iniciar la acción correctora, ha constituido una
revolución en la instrumentación. Los fenómenos eléctricos son idealmente adecuados para
todas las técnicas de los sistemas servo y en consecuencia han fomentado aún más el
predominio de la medición por medios eléctricos.
En el período que siguió a la primera guerra mundial, emplearon cada vez más los
sistemas de medición para iniciar el control como función adicional a la indicación o al
registro. La evolución del control de iniciación fue consecuencia natural de la aplicación de los
indicadores. Puesto que existía un movimiento en función de la variable, era cosa sencilla
8
reemplazar el control manual mediante la adición de un par de contactos o alguna forma de
control de iniciación que tuviera ambas funciones de posición y dinámica. La consiguiente
mejora del control de procesos y sistemas con respecto al control humano aceleró todavía más
esa tendencia así que ya por el año 1930 la venta de instrumentos con control de iniciación
igualó a la de instrumentos con sólo indicación o registro.
Aunque la tecnología de los sistemas de servomecanismos era conocida antes de la
segunda guerra mundial, casi todos los sistemas de control de este período eran de los tipos
conexión-desconexión o proporcional accionados por sistemas de desviación. Durante la
guerra los sistemas de servomecanismo encontraron su genuina aplicación a causa de los
rigurosos requisitos de los sistemas militares tales como el control de piezas de artillería y
pilotaje automático de aviones. Desde entonces entramos en una nueva era de cambios
sociales ocasionados por esta nueva tecnología. La trascendencia de este cambio ha sido
descrita en la obra ya clásica de Wiener, “Cyberentics” publicada en 1948.
La medición de cantidades no eléctricas por medios eléctricos está alcanzando un
amplio desarrollo para casi toso lo relacionado con las aplicaciones de medidas. Se está
imponiendo la medida de la calidad de la producción por medio de los espectrómetros. La
iniciación directa del control de proceso de fabricación por estas mediciones esta llegando ala
realización práctica. Los avances en los fluxómetros del régimen de masa pugnan por
reemplazar a los fluxómetros volumétricos del tipo de orificio que han predominado durante
mucho tiempo. Se están adoptando rápidamente instrumentos de radiación nuclear de muchos
tipos. Las cantidades de radiación nuclear son ejemplos de la importancia creciente que se
reconoce a cantidades físicas que tienen efectos prejudiciales sobre la vida humana y no
pueden ser denotada inmediatamente por nuestro sistema sensorial, lo que constituye un
poderoso estímulo para reemplazar el agente humano en los sistemas de medida superando su
exactitud, seguridad y rapidez.
Aunque actualmente se concede mucha importancia a la tecnología de los dispositivos
de medida, no cesa el progreso continuo en nuevos y mejores dispositivos de medida. El
cojinete de suspensión magnética del tipo concéntrico de Hansen para contadores e
instrumentos [3], inventado en 1948, fue la primera solución práctica a un problema que había
sido la preocupación de los investigadores desde principios del siglo. El asilamiento moldeado
para los transformadores de instrumentos, el contador de exposición con instrumento de escala
9
logarítmica que adapta la respuesta logarítmica de la película a la luz y el calibre de vacío
molecular son otros importantes inventos de este período.
La necesidad de llevar a cabo un proyecto de desarrollo de dispositivo “Medidor de
Energía Eléctrica” viene por el hecho de querer implementar un instrumento que posea “mayor
inteligencia” y pueda brindar una mejor respuesta, con menores costos y una implementación
usuario-ambiente en estudio, más sencilla en su uso y más detallada en la información que se
desea obtener; además de el deseo de la compañía de tener su propio dispositivo medidor de
consumo eléctrico.
2.2 Objetivo General
•
Desarrollar un equipo de hardware de tiempo real que permita supervisar el consumo
de energía eléctrica de una manera confiable y con respaldo de supervisión segura.
2.3 Objetivos Específicos
•
Desde hace un buen tiempo los medidores eléctricos de características mecánicas han
venido sustituyéndose por instrumentos más precisos y menos vulnerables al fraude;
como se sabe, en el mercado ya existen dispositivos similares a este y lo que se busca
en términos de mercado no es innovar sino crear un producto a nivel nacional que
tenga un precio competitivo y además que cuente con la posibilidad de almacenar un
registro de las variaciones que ocurran en la línea de voltaje monitoreada.
•
Obtener una mayor cantidad de información de la que podría ser obtenida con los
medidores electromecánicos.
•
Lograr un medidor capaz de obtener valores de una, dos o tres fases.
•
Se espera que el usuario que emplee este modulo pueda mejorar u optimizar el
consumo de energía eléctrica y de esta forma permitirle apreciar la situación actual y
futura del comportamiento de sus cargas.
•
Lograr la total o parcial implementación exitosa del dispositivo ADE7758, para poder
realizar un diagnostico del comportamiento de la línea bien completo.
10
•
Desarrollar el código necesario para hacer posible el procesamiento de la información
que será mostrada al usuario implementando el PIC 18F452 y también desarrollar la
comunicación vía RS232 empleando los protocolos MODBUS RTU o MODBUS TCP
y MODBUS ASCII.
•
Desarrollar un servidor web o prototipo de servidor web donde un determinado usuario
pueda realizar una consulta remota.
CAPITULO III: FUNDAMENTOS TEORICOS
3.1 Definiciones
Al hablar de un medidor de consumo de energía eléctrica, es necesario conocer que es
lo medido y como medirlo. En este caso los valores o variables a medir son las potencias:
La Potencia Activa, o Potencia real es la que en el proceso de transformación de la
energía eléctrica se aprovecha como trabajo y viene dada por la expresión:
P = V ⋅ I ⋅ Cosθ
Donde V es el voltaje RMS, I la corriente RMS y el θ es la diferencia de ángulo
existente entre el voltaje y la corriente del sistema.
La Potencia Reactiva, es causada por un desfase entre la intensidad y la tensión en
inductancias (bobinas) y condensadores. En inductancias, la corriente retrasa respecto a la
tensión (en tiempo), mientras que en condensadores, la corriente adelanta a la tensión. Las
potencia reactiva es lo primero que se tiene presente en un sistema de distribución como
resultado de las cargas inductivas tales como motores, reactancias y transformadores; por lo
tanto esta potencia es empleada en el dimensionado de los condensadores para corrección del
factor de potencia. De esta forma, la potencia reactiva es la encargada de generar el campo
magnético que requieren para su funcionamiento los equipos inductivos como los motores y
transformadores:
Q = V ⋅ I ⋅ Senθ
Donde V es el voltaje RMS, I la corriente RMS y el θ es la diferencia de ángulo
existente entre el voltaje y la corriente del sistema.
La Potencia Aparente, es calculada multiplicando los valores RMS de tensión e
intensidad. Es una medida de la capacidad total de la potencia eléctrica en un sistema de
distribución o en una instalación. Además de los vatios, incluye la contribución de VAR e
intensidades armónicas. Este término es de interés porque los ingenieros de compañías
12
eléctricas e instaladores deben dimensionar los sistemas y equipos en VA. También se obtiene
la potencia aparente por medio de la suma geométrica de las potencias activa y reactiva:
S =V ⋅I
Donde V es el voltaje RMS e I la corriente RMS.
Gráficamente estas tres expresiones están relacionadas mediante el "triángulo de
potencias" que se muestra en la siguiente figura.
Figura 3.1-01 – Triangulo de Potencias.
De esta forma es importante mencionar el factor de potencia; el cual se define como el
cociente de la relación de la potencia activa entre la potencia aparente; esto es:
fp =
P
S
Y posee las siguientes características:
•
El factor de potencia es un término utilizado para describir la cantidad de energía
eléctrica que se ha convertido en trabajo.
•
El valor ideal del factor de potencia es 1, esto indica que toda la energía consumida
por los aparatos ha sido transformada en trabajo; cuando por el contrario, un factor de
potencia es menor a la unidad significa que hay un mayor consumo de energía
necesaria para producir un trabajo útil.
13
•
En las cargas resistivas como las lámparas incandescentes, la tensión y la corriente
están en fase en este caso, se tiene un factor de potencia unitario.
•
En las cargas inductivas como los motores y transformadores, la intensidad se
encuentra retrasada respecto a al tensión. En este caso se tiene un factor de potencia
esta en retraso.
•
En las cargas capacitabas como los condensadores, la corriente se encuentra adelantada
respecto al voltaje. En este caso se tiene un factor de potencia adelantado (ver figura
3.1-02).
Figura 3.1-02 – Desplazamiento del factor de Potencia.
El proceso de medición generalmente requiere el uso de un instrumento como medio
físico para determinar la magnitud de una variable. Los instrumentos constituyen una
extensión de las facultades humanas y en muchos casos permiten a las personas determinar el
valor de una cantidad desconocida la cual no podría medirse utilizando solamente las
facultades sensoriales. Por lo tanto, un instrumento se puede definir como: un dispositivo para
determinar el valor o la magnitud de una cantidad o variable [4]. El instrumento electrónico,
como lo indica su nombre, se basa en principios eléctricos o electrónicos para efectuar una
medición. Un instrumento electrónico puede ser un aparato relativamente sencillo y de
construcción simple, como el medidor básico de corriente directa. Sin embargo, el desarrollo
de la tecnología, demanda la elaboración de mejores instrumentos y más exactos. Esta
producción se ha incrementado, generando nuevos diseños y aplicaciones de instrumentos.
Para optimizar el uso de estos dispositivos se necesita entender sus principios de operación y
valorar la importancia para las aplicaciones deseadas.
14
El trabajo de medición emplea una serie de términos, estos son:
•
Instrumento, dispositivo para determinar el valor o la magnitud de una cantidad o
variable.
•
Exactitud, aproximación con la cual la lectura de un instrumento se acerca al valor real
de la variable medida.
•
Precisión, medida de la reproducibilidad de las mediciones; esto es, dado el valor fijo
de una variable, la precisión es una medida del grado con el cual las mediciones
sucesivas difieren una de otra.
•
Sensibilidad, relación de la señal de salida o respuesta del instrumento respecto al
cambio de la entrada o variable medida.
•
Resolución, cambio más pequeño en el valor medido al cual responde el instrumento.
•
Error, desviación a partir del valor real de la variable medida.
Se pueden utilizar varias técnicas para minimizar los efectos de los errores. Por ejemplo, al
efectuar mediciones de precisión es más recomendable realizar una serie de ensayos que
confiar en una sola observación. Alternar métodos de medición, como el uso de diferentes
instrumentos en el mismo experimento, es una buena alternativa para aumentar la exactitud.
Aunque estas técnicas tienden a aumentar la precisión de las mediciones mediante la
reducción de errores ambientales o aleatorios, no evitan el error instrumental [5].
3.2 Tipos de Error
Ninguna medición se puede realizar con una exactitud perfecta, pero es importante
descubrir cuál es la exactitud real y cómo se generan los diferentes errores en las mediciones.
Un estudio del los errores es el primer paso al buscar modos para reducirlos con objeto de
establecer la exactitud de los resultados finales.
Los errores pueden provenir de diferentes fuentes y por lo general se clasifican en tres
categorías principales:
Errores gruesos, son en gran parte de origen humano, como mala lectura de los
instrumentos, ajuste incorrecto y aplicación inapropiada, así como equivocaciones en los
cálculos.
15
Errores sistemáticos, se deben a fallas de los instrumentos, como partes defectuosas o
gastadas, y efectos ambientales sobre el equipo del usuario.
Errores aleatorios, ocurren por causas que no se pueden establecer directamente
debido a variaciones aleatorias en los parámetros o en los sistemas de medición.
3.3 Transductores como elementos de entrada a sistemas de instrumentación
Un sistema de instrumentación electrónico consiste de varios componentes que se
utilizan para realizar una medición y registrar el resultado. Por lo general consta de tres
elementos principales: un dispositivo de entrada, un acondicionador de señal o dispositivo de
procesamiento y un dispositivo de salida. El dispositivo de entrada recibe la cantidad por
medir y envía una señal eléctrica proporcional al dispositivo acondicionador de señal. Aquí la
señal se amplifica, se filtra o se modifica en un formato para el dispositivo de salida. Este
puede ser un simple medidor indicador, un osciloscopio o un registrador para presentación
visual. Puede ser un registrador de cinta magnética para el almacenamiento temporal o
permanente de los datos de entrada, como también puede ser una computadora para
manipulación de los datos o proceso de control. El tipo de sistema depende de que se va a
medir y de que manera se van a presentar los resultados.
La variable de entrada de la mayoría de los sistemas de instrumentación es no eléctrica.
Con el fin de utilizar métodos eléctricos y técnicas de medición, manipulación o control, las
cantidades no eléctricas se convierten en una señal eléctrica por medio de un dispositivo
llamado transductor. Una definición establece que el transductor es un dispositivo que al ser
afectado por la energía de un sistema de transmisión, proporciona energía en la misma forma o
en otra a un segundo sistema de transmisión. Esta transmisión de energía puede ser eléctrica,
mecánica, química, óptica (radiante) o térmica.
Esta amplia definición de un transductor incluye, por ejemplo, dispositivos que
convierten fuerza o desplazamiento mecánico en una señal eléctrica. Estos dispositivos forman
un grupo muy importante y numeroso de transductores que se encuentran en el área de
instrumentación industrial y compete al ingeniero de instrumentación conocer este tipo de
conversión de energía. Muchos otros parámetros físicos (calor, intensidad luminosa, humedad)
se pueden convertir en energía eléctrica por medio de transductores. Estos dispositivos
proporcionan una señal de salida cuando son estimulados por una entrada no mecánica: un
16
termistor reacciona a variaciones de temperatura, una fotocelda a los cambios de intensidad
luminosa, un haz electrónico a los efectos de un campo magnético, etc. En todos los casos, la
salida eléctrica se mide mediante métodos estándares dejando la magnitud de la cantidad de
entrada en términos de una medida eléctrica analógica.
Los transductores se pueden clasificar según su aplicación, método de conversión de
energía, naturaleza de la señal de salida, etc. Por lo general todas estas clasificaciones
terminan en áreas que se superponen. Una distinción y clasificación estricta de transductores
es difícil. La tabla 3.3-01 muestra una clasificación de transductores de acuerdo con los
principios eléctricos en que se basan. La primer parte del cuadro, lista transductores que
requieren potencia externa. Estos son los transductores pasivos, los cuales producen una
variación en algún parámetro eléctrico, como resistencia, capacitancia, etc., que se puede
medir como una variación de voltaje o corriente. La segunda categoría corresponde a
transductores del tipo de autogeneración, que generan un voltaje o corriente analógica cuando
son estimulados por medio de alguna forma física de energía. Los transductores de
autogeneración no requieren potencia externa. Aunque sería casi imposible clasificar todos los
sensores y mediciones, los dispositivos descritos en la tabla 3.3-01 representan un buen
número de transductores disponible en el comercio para aplicaciones de ingeniería
instrumental.
Para mayor información consultar la referencia [4].
Aplicación Típica
semiconductor
cambia
según
la
elongación
compresión debida a esfuerzos aplicados externamente
o
La resistencia de un alambre
circuito puente
o
externa varía la resistencia en un potenciómetro o un
Fuerza, par, desplazamiento
El posicionamiento de un cursor por medio de una fuerza Presión, desplazamiento
Transductores pasivos (con potencia externa)
Principio de Operación y naturaleza del dispositivo
Celda fotoconductiva
Higrómetro de resistencia
Termistor
Termómetro de resistencia
medidor Pirani
se modifica con luz incidente
La resistencia de una celda como un elemento del circuito Relevador fotosensible
contenido de humedad
La resistencia de una cinta conductiva se altera con el Humedad relativa
temperatura
de temperatura de resistencia negativo cambia con la
La resistencia de ciertos óxidos de metal con coeficiente Temperatura
varía con la temperatura
coeficiente de temperatura de resistencia positivo grande
La resistencia de un alambre de metal puro con un Temperatura, calor radiante
con flujo de gas
Medidor de alambre caliente o La resistencia de un elemento caliente varía enfriándolo Flujo de gas, presión de gas
resistiva
Galga extensiométrico
Dispositivo potenciométrico
Resistencia
transductor
Parámetro eléctrico y clase de
17
de
de
Detector por efecto Hall
Voltaje y Corriente
Medidor de magnetostricción
Medidor de corriente parásita
Transformador diferencial
Detector de reluctancia
magnético
Transformador
Inductancia
Medidor dieléctrico
La capacitancia varía por cambios en el dieléctrico
la capacitancia entre una placa fija y un diafragma móvil
La presión del sonido altera
dos placas paralelas
Nivel de líquidos, espesor
Voz, música y ruido
de Una fuerza aplicada externamente varía la distancia entre Desplazamiento, presión
posición
fuerza,
placa semiconductora (de germanio) cuando un flujo
Se genera una diferencia de potencial a través de una
esfuerzos
Flujo magnético, corriente
Las propiedades magnéticas cambian por presión y Fuerza, presión, sonido
de una placa con corriente parásitas inducidas
vibración,
desplazamiento,
desplazamiento,
La inductancia de una bobina se altera por la proximidad Desplazamiento, espesor
medio de una fuerza aplicada desde el exterior
transformador varía al mover el núcleo magnético por posición
El voltaje diferencial de dos devanados secundarios de un Presión,
posición del núcleo de hierro de una bobina
La reluctancia de un circuito magnético varía al cambiar la Presión,
excitada por AC
autoinductancia o inductancia mutua de una bobina
circuito Los cambios del circuito magnético modifican la Presión, desplazamiento
presión
Micrófono de capacitor
capacitancia variable
Medidor
Capacitancia
18
Celda fotovoltaica
Detector piezoeléctrico
Generador de bobina móvil
Termopar y termopila
Tubo fotomultiplicador
Celda fotoemisiva
Cámara de ionización
fotosensibles
y
radiación,
relevadores
genera
voltaje
en
un
dispositivo
de
celda
de presión
unión Medidor de luz, celda solar
Tabla 3.3-01 – Transductores para Instrumentación.
semiconductora cuando la energía radiante estimula la
Se
ciertos materiales cristalinos, como el cuarzo
Se genera una fem cuando una fuerza externa se aplica a Sonido, vibración, aceleración, cambios
genera una voltaje
El movimiento de una bobina en un campo magnético Velocidad, vibración
semiconductores cuando la unión se calienta
Se genera una fem por la unión de dos metales disímiles o Temperatura, flujo de calor, radiación
Transformador de autogeneración (sin potencia externa)
radiación incidente sobre cátodo fotosensible
La emisión de electrones secundarios es debida a la Luz
incidente en una superficie fotoemisiva
Hay una emisión de electrones debida ala radiación Luz y radiación
gas debido a radiación radiactiva
Se induce flujo de electrones mediante la ionización de un Conteo de partículas, radiación
magnético interactúa con una corriente aplicada
19
20
3.4 Selección de un Transductor
En un sistema de medición el transductor es el elemento de entrada con la importante
función de transformar algunas cantidades físicas en una señal eléctrica proporcional. La
selección del transductor apropiado es, por consiguiente, el primero y tal vez el paso más
importante en la obtención de resultados exactos. Un número de preguntas elementales se
deben hacer antes de seleccionar un transductor, por ejemplo:
•
¿Cuál es la cantidad física a medir?
•
¿Cuál principio de transductor es el mejor para medir esta cantidad?
•
¿Qué exactitud se requiere en esta medición?
La primera se contesta determinando el tipo y rango de la medición. Para una respuesta
apropiada a la segunda se requiere que las características de entrada y salida del transductor
sean compatibles con el sistema de medición y registro. En la mayoría de los casos, estas dos
interrogantes se responden fácilmente, al decir que el transductor apropiado se selecciona por
la adición de una tolerancia para la exactitud. En la práctica esto rara vez es posible debido a la
complejidad de los diversos parámetros del transductor que afectan la exactitud. Los
requerimientos de exactitud del sistema total determinaron el grado con el cual los factores
individuales contribuyen a la exactitud que debe ser considerada. Algunos de estos factores
son:
•
Parámetros fundamentales del transductor, tipo y rango de la medición, sensibilidad,
excitación.
•
Condiciones físicas, conexiones eléctricas y mecánicas, condiciones de montaje,
resistencia a la corrosión.
•
Condiciones de ambiente, efectos de la no linealidad, efectos de histéresis, respuesta en
frecuencia, resolución.
•
Condiciones ambientales, efectos de la temperatura, aceleración, golpes y vibraciones.
•
Compatibilidad con el equipo asociado, condiciones de balance de peso, tolerancia de
la sensibilidad, acoplamiento de impedancia, resistencia de aislamiento.
Las categorías primera y segunda comprenden características eléctricas y mecánicas
básicas del transductor. La exactitud de éste, componente independiente, está contenida en las
categorías tercera y cuarta. La primera categoría considera la compatibilidad del transductor
con el equipo asociado al sistema.
21
El error de medición total en un sistema activado por transductor se puede reducir para que
esté dentro del rango de exactitud requerido, por medio de las siguientes técnicas:
•
Usando un método de calibración de sistema con correcciones efectuadas en la
reducción de datos.
•
Monitoreo simultáneo del ambiente con la consecuente corrección de datos.
•
Control artificial del ambiente para minimizar los posibles errores.
Algunos errores individuales son previsibles y el sistema se puede estimar para eliminarlos.
Cuando se calibra todo el sistema, estos datos de calibración sirven para corregir datos
registrados. Los errores ambientales se corrigen reduciendo los datos si los efectos
ambientales se registran al mismo tiempo que los datos reales. Entonces los datos se corrigen
aplicando las características ambientales conocidas de los transformadores. Estas dos técnicas
incrementan de manera significativa la exactitud del sistema.
Otro método para mejorar la exactitud global del sistema es el control artificial del
ambiente del transductor. Si se puede conservar sin cambio el ambiente del transductor estos
errores se reducen a cero. Dicho tipo de control puede requerir el mover físicamente el
transductor a una posición más favorable o aislarlo del medio ambiente mediante una cubierta
a prueba de calor, aislamiento de vibraciones, o medios similares.
3.5 Transformadores de Corriente y Voltaje
3.5.1 Transformador de Corriente
Los transformadores de corriente se utilizan para tomar muestras de corriente de la
línea y reducirla a un nivel seguro y medible, para las gamas normalizadas de instrumentos,
aparatos de medida, u otros dispositivos de medida y control.
Los valores nominales de los transformadores de corriente se definen como relaciones
de corriente primaria a corriente secundaria. Algunas relaciones típicas de un transformador de
corriente podrían ser 600 / 5, 800 / 5, 1000 / 5. Los valores nominales de los transformadores
de corriente son de 5 A y 1 A.
22
El primario de estos transformadores se conecta en serie con la carga, y la carga de este
transformador esta constituida solamente por la impedancia del circuito que se conecta a él.
3.5.1.1 Tipos de construcción
Los tipos de transformadores de corriente son:
a. Tipo primario devanado: Consta de dos devanados primarios y secundarios
totalmente aislados y montados permanentemente sobre el circuito magnético.
b. Tipo barra: Es similar al tipo primario devanado, excepto en que el primario es un
solo conductor recto de tipo barra.
c. Tipo toroidal(ventana): Tiene un devanado secundario totalmente aislado y montado
permanentemente sobre el circuito magnético y una ventana a través de la cual puede
hacerse pasar un conductor que proporciona el devanado primario.
d. Tipo para bornes: Es un tipo especial toroidal proyectado para colocarse en los
bornes aislados de los aparatos, actuando el conductor del borne como devanado
primario.
Los transformadores de corriente se clasifican de acuerdo con el aislamiento principal
usado, como de tipo seco, rellenos de compuestos, moldeados o en baño de líquido [6].
3.5.2 Transformador de Potencial
Es un transformador devanado especialmente, con un primario de alto voltaje y un
secundario de baja tensión. Tiene una potencia nominal muy baja y su único objetivo es
suministrar una muestra de voltaje del sistema de potencia, para que se mida con instrumentos
incorporados.
Además, puesto que el objetivo principal es el muestreo de voltaje deberá ser
particularmente preciso como para no distorsionar los valores verdaderos. Se pueden
conseguir transformadores de potencial de varios niveles de precisión, dependiendo de que tan
precisas deban ser sus lecturas, para cada aplicación especial.
23
El arroyado primario de un transformador de potencial se conecta en paralelo con el
circuito de potencia y en el secundario se conectan los instrumentos o aparatos de protección.
[6]
3.6 Filtrado de Señal
Al momento de realizar cualquier tipo de medidas en las cuales sea necesario
acondicionar la señal que se va a estudiar, es necesario tomar en consideración el uso de filtros,
divisores de tensión, entre otros, esto debido a según sea la magnitud de la señal y las etapas
siguientes que se piensan implementar, para no producir variaciones que puedan afectar la
señal en observación.
3.6.1 Uso de Filtro Anti-aliasing
En los sistemas de adquisición de datos, por lo general, se emplea un filtro paso-bajo
justo antes del ADC para reducir el ruido de las frecuencias elevadas. Existen dos creencias
erróneas acerca de la validez de los filtros paso-bajo en los sistemas de adquisición de datos.
El primer error es que no se requiere un filtro anti-aliasing cuando se convierten señales de DC
o baja frecuencia. La afirmación es que ese ruido no existe en esas señales de baja frecuencia,
por lo cual los diseñadores deciden que los filtros pasa bajo no son necesarios.
Se podría pensar que un sistema está trabajando a frecuencias más bajas, pero tanto los
dispositivos pasivos como los activos inyectan ruido de alta frecuencia en el camino de la
señal. Un dispositivo pasivo ruidoso muy común es una resistencia. Cada resistencia genera un
ruido de tensión térmica en el propio elemento. Este ruido se genera con o sin tensión o
corriente de excitación. La magnitud de este ruido es constante a lo largo del espectro de
frecuencia hasta la frecuencia donde la capacidad parásita (~0,5pF) de la resistencia atenúa el
ruido. El valor de este ruido es igual a:
V (ruido _ de _ resistencia, RMS ) = ÷(4 KTR ( BW ))
donde:
K es la constante de Boltzsmann e igual a 1,38x10-23JK-1
T es la temperatura en Kelvin
R la resistencia en ohmios
24
(BW) es el ancho de banda de frecuencias en hercios.
Los amplificadores operacionales son dispositivos activos que genera ruido
internamente. El ruido de un amplificador es generado, principalmente, en el par de entrada
diferencial. A bajas frecuencias este ruido es más elevado que a altas frecuencias. Además, el
ruido se genera en otros dispositivos activos, incluyendo la acción de conmutación dentro de
la fuente de alimentación. Finalmente, el ruido puede radiarse al camino de la señal desde
señales externas.
Un segundo error consiste en que la etapa de entrada del ADC filtrará las señales por
encima de la frecuencia de muestreo o que la frecuencia de muestreo limita el margen de
frecuencia de la señal que se está convirtiendo. Ambos puntos de vista son falsos. Como el
ADC es un sistema de muestreo, tomará una muestra instantánea de la señal
independientemente de su contenido en frecuencia. El conjunto de instantáneas del convertidor
sobre el tiempo proporcionará una representación digital de la señal en el margen de
frecuencias de muestreo. Esto se conoce como aliasing.
En resumen, si se diseña un sistema que tiene un ADC se ha de utilizar un filtro antialiasing (paso-bajo) antes del convertidor. Si estas señales indeseables están en el camino de la
señal al mismo tiempo que el ADC está adquiriendo una muestra, ellas también se convertirán
y se introducirán en la señal de salida digital. Llegados a este punto, será ya imposible
encontrar la diferencia entre las señales buenas y malas del código digital.
3.6.2 Numero de Polos necesarios.
Podría parecer que si se quieren eliminar las altas frecuencias no deseadas de la señal,
el filtro paso-bajo sería la solución perfecta. Como se ha analizado antes de forma breve, no es
fácil diseñar ese filtro. El filtro pasa-bajo es extremadamente inestable y caro de implementar.
Posteriormente se mostrarán diferentes filtros estándar de este tipo, pero es útil conocer que un
filtro paso-bajo de segundo orden activo requiere un amplificador operacional, dos
condensadores y un mínimo de dos resistencias. La respuesta en frecuencia de un filtro de
mayor orden que, por ejemplo de orden 32, se acerca al filtro paso-bajo ideal, pero todavía
resulta muy difícil implementar una solución estable y requiere 16 amplificadores
operacionales, 32 condensadores y un mínimo de 32 resistencias.
25
El orden del filtro viene determinado por las condiciones de la aplicación. Las tres
variables que se deben considerar son: la máxima frecuencia de señal, la magnitud del ruido
que se espera y el bit menos significativo (LSB) del convertidor. Finalmente, el ADC que
muestrea la frecuencia estaría ajustado para acomodarse a los requisitos del sistema en
cuestión.
La máxima frecuencia de la señal viene definida por las necesidades de la aplicación.
Cuando se están convirtiendo señales por debajo de unos pocos hercios (o DC) se puede
mover la frecuencia de corte del filtro hasta muy abajo. Esto mejorará la precisión del sistema
porque se elimina ruido en el camino de la señal. Otras veces, la señal a través de su camino
analógico puede ser del orden de los kilohercios o megahercios.
Una vez que se ha determinado la máxima frecuencia de la señal, debería definirse la
magnitud del ruido fuera de banda. La magnitud de este ruido puede ser del orden de
microvoltios/milivoltios o puede ser tan alta como una conmutación de su camino analógico
que es vía-a-vía (rail-to-rail). Por ejemplo, la combinación amplificada de ruido resistivo y
ruido del amplificador a través de un amplificador de instrumentación con una ganancia de
+200V/V
podría
alcanzar
varios
centenares
de
milivoltios
(pico
a
pico).
Finalmente, debería definirse el tamaño LSB del ADC. Un diseño bueno y fiable tendrá el
ruido atenuado en, como mínimo, 1/4 del tamaño LSB en la mitad de la frecuencia de
muestreo del convertidor. Si el ruido medido es todavía demasiado alto, el filtro debería ser de
un orden mayor o la frecuencia de corte debería ser más baja.
Una vez que se han evaluado y comprendido estos aspectos, se debe determinar el
orden del filtro. Si el ADC tiene una topología de registro de aproximaciones sucesivas (SAR,
Successive Approximation Register), como regla general para los sistemas de adquisición de
datos se coloca un filtro de orden 4, 5 o 6. Si se utiliza un convertidor delta-sigma y un R/C,
será adecuado un filtro de polo único. Generalmente con estos tipos de dispositivos los
fabricantes proporcionarán una orientación para los valores de la resistencia y el condensador
dentro de la hoja de datos de sus productos.
Para mayor información sobre ADC leer [7].
26
3.6.3 Tipo de aproximación según cada aplicación.
Los tipos de aproximación de filtros más habituales son Butterworth, Bessel y
Chebyshev. Otros tipos de filtros pueden ser el Chebyshev inverso, Elliptic y Cauer. El filtro
Butterworth es, de lejos, el diseño más común utilizado en los circuitos. El comportamiento de
la frecuencia tiene una respuesta de magnitud plana máxima en pasa-banda. La relación de
atenuación en la banda de transición es mejor que con los filtros Bessel, pero no tan buena
como con los Chebyshev. No hay oscilación en la banda de bloqueo. Este tipo de filtro tiene
algún sobre disparo y oscilación transitoria en el dominio del tiempo, pero menos que con el
filtro Chebyshev.
Con el filtro paso-bajo Chebyshev la relación de atenuación en la banda de transición
es más escalonada que en los filtros Butterworth y Bessel. Por ejemplo, se requiere la
respuesta de un filtro Butterworth de orden 5 para alcanzar el ancho de banda de transición de
un filtro de Chebyshev de orden 3. Pese a que existe oscilación transitoria en la región de
paso-banda con este filtro, la banda de bloqueo está libre de oscilación transitoria. La
respuesta de paso tiene un ligero grado de sobredisparo y oscilación transitoria.
El filtro Bessel tiene una respuesta de magnitud plana en pasa-banda, siguiendo la banda de
paso, la relación de atenuación en la banda de transición es menor que para los filtros
Butterworth o Chebyshev. Finalmente, no hay oscilación transitoria en la banda de bloqueo.
Este filtro tiene la mejor respuesta de paso de todos los filtros mencionados anteriormente, con
un ligero sobre disparo u oscilación transitoria.
3.6.4 Topologías para circuitos analógicos.
Estos filtros pueden implementarse con las topologías de amplificador. El filtro de
doble polo con fuente de tensión controlada por tensión es más conocido como filtro SallenKey, con este filtro, la ganancia en DC es positiva. En el filtro Sallen-Key la ganancia en DC
puede ser superior a uno. El orden del filtro es igual a dos. Los polos de estos filtros vienen
determinados por los valores de las resistencias y condensadores que lo componen.
Existen filtros pasa bajo de segundo orden de doble polo y realimentación múltiple. La
ganancia en DC de este filtro invierte la señal y es igual a la relación en las resistencias que
conforman la red de realimentación positiva. También es posible emplear montajes de filtros
de polo único; los cuales pueden colocarse en cascada para obtener filtros de orden superior.
27
Por ejemplo, el filtro de polo único seguido de dos filtros Sallen-Key genera un filtro de orden
cinco.
Por ultimo, las ecuaciones de diseño para estos filtros siempre están disponibles en los
materiales de referencia. Estos filtros también pueden diseñarse fácilmente con herramientas
tales como las herramientas de software de filtrado analógico.
3.7 Protocolo de Comunicación, MODBUS.
MODBUS es un protocolo de aplicación de mensaje de capa, posicionado en el nivel 7
del modelo OSI, lo cual proporciona comunicación del cliente-servidor entre dispositivos
conectados en diferentes tipos de redes.
Desde 1979 cuando fue implementado su estándar por primera vez, MODBUS
continúa habilitando millones de dispositivos de automatización para comunicarse. Hoy en
día, el soporte técnico para la estructura simple y elegante del protocolo MODBUS continúa
creciendo. La comunidad de Internet puede acceder MODBUS por el puerto reservado 502 en
la pila TCP/IP. MODBUS es un protocolo de pregunta-respuesta y ofrece servicios
especificados por códigos de función; los cuales son elementos pregunta-respuesta de
MODBUS PDUs.
MODBUS se puede implementar de las siguientes formas:
TCP/IP sobre Ethernet.
Transmisión serial asíncrona sobre una variedad de medios de comunicación (alambre:
EIA/TIA-232-E, EIA - 422, EIA/TIA-485-A; fibra, radio, etc.)
MODBUS PLUS, red de alta velocidad de paso de token (testigo).
Figura 3.7-01 – Pila de comunicación MODBUS.1
1
Tomada de [8]
28
El protocolo MODBUS serial es un protocolo maestro-esclavo; en el cual, sólo un
dispositivo maestro y uno o varios dispositivos esclavos (con un máximo de 247) están
conectados al mismo cable de datos. En este tipo de comunicación los dispositivos esclavos,
aunque están conectados al mismo punto, no pueden establecer comunicación entre sí, sólo el
dispositivo maestro es el encargado de iniciar una transacción MODBUS con cualquiera de los
ellos.
El dispositivo maestro conectado al bus puede hacer peticiones a los dispositivos
esclavos de dos formas diferentes. La primera de ellas es cuando el dispositivo maestro desea
hacer una petición a un dispositivo esclavo en específico, para ello el dispositivo maestro
direcciona la petición a uno de los dispositivos esclavos conectados al bus y espera a que este
último procese la solicitud y le envíe la trama de respuesta; en este modo de operación la
transacción MODBUS consiste en dos mensajes, la petición desde el maestro al esclavo y la
respuesta del esclavo al maestro. La segunda forma de hacer peticiones ocurre cuando el
dispositivo maestro envía un mensaje general a todos los dispositivos esclavos para que estos
realicen una operación de escritura, en este modo, los dispositivos esclavos no envían
respuesta para así evitar colisiones en el bus.
Con lo anterior se puede tener ya una idea general y puntualizando se puede especificar
que el protocolo MODBUS consiste en un simple protocolo de datos encapsulados en tramas,
mediante el cual el dispositivo maestro puede hacer una petición a uno de los dispositivos
esclavos conectados a el bus, enviando una trama en la que se especifica la dirección del
dispositivo esclavo, la operación que se desea realizar, los datos necesarios para que ejecute la
acción y los datos para el chequeo de errores en la trama enviada, esto se observa gráficamente
a continuación.
Dirección
Dispositivo
Esclavo
del
Código de la
función
Datos
Figura 3.7-02 – Trama MODBUS.2
2
Tomada de [8]
Chequeo
Error
de
29
El campo de la dirección del dispositivo esclavo contiene un byte con la dirección del
dispositivo esclavo al cual se desea hacer la petición, en caso de querer hacer una petición
simultánea a todos los dispositivos esclavos conectados en el bus se debe colocar la dirección
“0” en este campo. El campo del código de la función, es el que le indica al dispositivo
esclavo que tipo de acción realizar y en el campo de los datos se encuentran los parámetros
necesarios para ejecutar la acción solicitada; finalmente, el campo de chequeo de errores
contiene los bytes que permiten al dispositivo esclavo verificar si los datos que envío el
dispositivo maestro son los mismos que el recibió.
Existen dos métodos para el cálculo de los errores y dependen del modo de transmisión
(RTU o ASCII). Si una petición llega al dispositivo esclavo sin errores y este la procesa y
ejecuta la acción, al terminar envía una trama de respuesta al dispositivo maestro indicando
operación exitosa, como se observa en la figura 3.7 -03; de lo contrario, si los datos recibidos
en la petición están errados o si se produjo algún error durante la ejecución de la acción,
entonces el dispositivo esclavo envía una trama de respuesta indicando que error se produjo,
figura 3.7-04.
Figura 3.7-03 – Comunicación Libre de Error.3
3
Tomada de [8]
30
Figura 3.7-04 – Comunicación con Error.4
3.7.1 Diagramas de estado Maestro/Esclavo.
Los esquemas de operación de los dispositivos maestro, esclavo, son independientes
del modo de transmisión en el protocolo MODBUS que se este utilizando; es por esto, que
solo existe la necesidad de explicarlos una sola vez.
3.7.1.1 Diagrama de estado del dispositivo maestro
El estado inicial cuando el dispositivo maestro es encendido es “Idle”, que equivale a
estar libre. El dispositivo maestro solo puede hacer peticiones si se encuentra en este estado, y
después de hacerla dejará este estado y no podrá hacer otra petición hasta que regrese a él.
Cuando la petición que haya hecho sea a un dispositivo esclavo en específico, el dispositivo
maestro entra en el estado “Espera por respuesta” y un temporizador se enciende; esto
previene que el dispositivo maestro se quede esperando por respuesta indefinidamente. El
valor del tiempo de espera del temporizador depende de la aplicación.
4
Tomada de [8]
31
Figura 3.7.1.1-01 – Diagrama de estado del dispositivo Maestro en el protocolo MODBUS.5
Si el dispositivo maestro recibe una respuesta, este la revisa antes de procesarla y si
hay error es ignorada, se procesa el error y se vuelve al estado inicial para volver a hacer la
petición; por el contrario, si ninguna respuesta es recibida, el tiempo del temporizador expira,
se genera un error y se vuelve al estado inicial para volver a hacer la petición. Es importante
destacar que el número de veces seguidas que se puede volver a hacer la petición depende de
la configuración del dispositivo maestro. Cuando la petición que hace el maestro esta dirigida
a todos los dispositivos esclavos conectados en la línea, ninguna respuesta es recibida. Sin
embargo, un tiempo de espera es iniciado por el maestro con el fin de permitir que cualquier
dispositivo esclavo procese la petición antes de recibir una nueva.
3.7.1.2 Diagrama de estado del dispositivo esclavo
Una vez encendido el dispositivo esclavo se encuentra en estado “Idle” que equivale a
estar libre, cuando una petición es recibida, el dispositivo esclavo chequea la trama recibida
antes de ejecutar la acción solicitada, si se produjo algún error entonces se envía una trama al
dispositivo maestro indicando que error se produjo, a menos que el error se haya producido
durante el chequeo de la veracidad de la trama recibida.
Si la trama no posee error alguno y su procesamiento por parte del dispositivo esclavo
es exitoso, entonces una trama de respuesta es enviada al dispositivo maestro indicando que la
operación fue exitosa (ver Figura 3.7.1.2-01).
5
Tomada de [8]
32
Figura 3.7.1.2-01 – Diagrama de estado del dispositivo Esclavo en el protocolo MODBUS.6
Para mayor información revisar. [8]
3.7.2 Modos de transmisión serial
Existen dos modos de transmisión serial definidos en el protocolo MODBUS, el modo
RTU y el modo ASCII; el modo en el que se este operando, define la forma en la que se
empaqueta la información en los campos del mensaje y cómo se decodifica. Es importante que
todos los dispositivos conectados a una misma línea operen en el mismo modo; aunque el
modo ASCII es necesario en algunas aplicaciones, la norma dice que todos los dispositivos
deben tener implementado el modo RTU, y el modo ASCII es una opción, la cual puede o no
estar implementada.
3.7.2.1 Modo de transmisión RTU
En este modo cada mensaje es transmitido en una cadena continua de caracteres, donde
cada byte de datos se transmite en un formato de 11 bits: 1bit de inicio, 8bits de datos, 1bit de
paridad y 1bit de parada. En caso de no estar utilizando el bit de paridad se enviaran dos bits
de parada.
La trama utilizada para enviar una petición consta de cuatro campos, el primero de
ellos contiene la dirección del dispositivo esclavo, el segundo el código de la función que se
desea ejecutar, el tercero los datos con los parámetros necesarios para ejecutar la acción y el
6
Tomada de [8]
33
cuarto campo contiene dos bytes con el CRC (Código de redundancia cíclica) de la trama (ver
Figura 3.7.2.1-01).
Dirección de
Código de
Disp. Esclavo
Función
1Byte
1Byte
Data
CRC
0 hasta 256
2Bytes
Bytes
CRCHigh,CRCLow
Figura 3.7.2.1-01 – Trama MODBUS RTU.7
En el modo de transmisión RTU las tramas son separadas por un intervalo en bajo de al
menos 3,5 veces el tiempo de un carácter, de esta manera el dispositivo que recibe la trama
pude saber cuando empieza y cuando termina una trama. Por otra parte, si entre dos caracteres
de una trama transcurren más de 1,5 veces el tiempo de un carácter, entonces la trama es
declarada como incompleta (ver Figura 3.7.2.1-02).
Figura 3.7.2.1-02 – Formato para la transmisión de tramas en MODBUS RTU.8
Cuando un dispositivo, sea esclavo o maestro, comienza su operación en modo de
transmisión RTU, este se queda en el estado inicial por un tiempo de 3,5 veces el tiempo de un
carácter, para luego ir al estado “Idle” (libre), de esta manera se asegura que se cumpla el
tiempo que debe existir entre las tramas. El dispositivo se mantendrá en el estado “Libre” si no
se encuentra haciendo transmisión o recepción; cuando el dispositivo se encuentra haciendo un
7
8
Tomada de [9]
tomada de [9]
34
envío de datos y transcurren más de 3,5 veces el tiempo de un carácter, el dispositivo
considera que ejecuto el tiempo de final de trama y regresa al estado “Libre”. Por otra parte, si
el dispositivo se encuentra recibiendo datos y transcurre un tiempo mayor de 1,5 veces el
tiempo de un carácter, entonces el dispositivo deja de recibir datos y procesa los que almaceno
en el buffer de recepción, luego independientemente de si la datos son válidos o inválidos el
dispositivo espera 3,5 veces el tiempo de un carácter antes de volver al estado “Libre”, es
importante resaltar que durante este tiempo, si los datos son válidos el dispositivo los procesa
y si no lo son el dispositivo desecha toda la trama. Esto se aprecia mejor en el siguiente
diagrama de flujos (Figura 3.7.2.1-02).
Figura 3.7.2.1-02 – Diagrama de estados para el modo de transmisión MODBUS RTU.9
3.7.2.2 Modo de transmisión ASCII
En este modo de transmisión cada mensaje es transmitido en una cadena continua de
caracteres, donde cada byte de datos se transmite en un formato de 10bits: 1bit de inicio, 7bits
de datos, 1bit de paridad y 1bit de parada. En caso de no estar utilizando el bit de paridad se
enviaran dos bits de parada.
Este modo de operación es utilizado principalmente cuando el enlace físico de
comunicación o las capacidades del dispositivo utilizado no permiten el manejo de
temporizadores para cumplir con los requerimientos del modo RTU. Es importante destacar
9
Tomada de [9]
35
que este modo de comunicación es menos eficiente que el anteriormente descrito, ya que para
enviar cada byte necesita dos caracteres. Por ejemplo, si el usuario desea enviar el byte 0x9C,
este byte es codificado por los caracteres 0x39 y 0x43 (0x39=”9” y 0x43=”C” en ASCII).
En este modo de transmisión cada una de las tramas contiene un carácter de inicio
(0x3A=”:”) y dos caracteres de finalización de trama (0x0D=”CR” y 0x0A=”LF”), de manera
que al recibir estos caracteres, el dispositivo sabe exactamente donde y cuando empieza y
termina cada trama.
Principio
1 Carácter
:
Dirección
Función
2 Carácter
2 Carácter
Data
0 a 2-256
caracteres
LRC
2caracteres
Fin
2 caracteres
CR, LF
Figura 3.7.2.2-01 – Trama MODBUS ASCII.10
El diagrama de estados en este modo de operación es muy sencillo debido a que cada
vez que el dispositivo recibe un carácter de inicio vacía el buffer de entrada y lo llena hasta
recibir los bytes de finalización para así volver al estado “Libre”. Cada vez que llega un
carácter de inicio se limpia el buffer de recepción y se considera que está llegando una nueva
trama, aunque el dispositivo este trabajando en la recepción de una trama anterior de la cual no
había recibido los caracteres de finalización. Cuando el dispositivo recibe los caracteres de
finalización o cierre, la trama es procesada, es decir, se calcula el LRC (Código de
redundancia longitudinal) y se chequea que concuerde con el LRC recibido, se chequea que la
dirección del dispositivo esclavo sea la misma y que el código de la función sea válido. Una
vez que se verifica la validez de la trama, si la trama es válida entonces se ejecuta la acción
solicitada, y en caso de no ser valida se descarta.
Cuando el dispositivo desea hacer una transmisión debe enviar el carácter de inicio,
luego todos los datos necesarios para ejecutar la acción que se solicite y por último se finaliza
el envío con los caracteres de cierre (ver Figura 3.7.2.2-01).
10
Tomada de [9]
36
Figura 3.7.2.2-01 – Diagrama de estado para el modo de transmisión MODBUS ASCII.11
Para mayores detalles consultar [9].
11
Tomada de [9]
CAPITULO IV: EQUIPOS EMPLEADOS
El dispositivo cuenta de varias etapas, y se puede decir que cada etapa esta conformada
por un elemento principal que el cual puede ser fácilmente reemplazable; de esta forma se
observan los siguientes equipos dentro de la constitución del Medidor de Energía Eléctrica.
4.1 Transformador
El SACI TU30-500/5 Clase 0,5 es un transformador de corriente cuya función consiste
en aislar eléctricamente al circuito medidor. Entre sus características generales se encuentran:
•
Voltaje máximo de operación, 720V.
•
Factor de seguridad menor a cinco (Fs<5).
•
Frecuencia de Operación 60Hz.
•
Normas que cumple: IEC185/ UNE21-088-1/ IEC801/1-3.4/ DIN57414/
BS3938/ EN50081-8/IEC-1010.
•
Su núcleo magnético esta elaborado en aleación de hierro-silicio de grano
orientado.
Figura 4.1-01 – Transformador de corriente TU30.12
Modelo
Ipn(A)
Clase 0,5
Clase 1
Clase 3
Peso
TU30-500/5
500
5
7,5
10
0,185
Tabla 4.1-01 – Modelos disponibles según la potencia del TU30.
12
Tomada de [10]
38
El modelo a emplear es el Clase 0,5; debido a que no se estima un consumo mayor a
5VA; esto es porque la diferencia entre terminales de entrada de corriente del ADE7758 debe
ser menor a 0.5V y la corriente máxima que puede ofrecer este transformador es de 5A.
4.2 ADE7758
El ADE7758 es un circuito integrado producido por la empresa Analog Devices, se
puede emplear como un
medidor de energía de tres fases de gran precisión, posee
comunicación serial y dos salidas de pulso (APCF Y VARCF)cuya frecuencia es equivalente a
la potencia que es medida; de esta forma su arquitectura esta conformada por convertidores
análogos a digital de segundo orden sigma-delta, un integrador digital, sensor de temperatura,
y el hardware necesario para realizar el procesamiento de señal para calcular potencia activa,
reactiva y aparente.
Su exactitud cumple con los parámetros de los estándares internacionales IEC 60687,
IEC 61036, IEC 61268, IEC 62053-21, IEC 62053-22 y IEC 62053-23.
El ADE7758 tiene un total de seis entradas analógicas divididas en dos canales:
corriente y voltaje. El canal de corriente consiste en tres pares de entradas de voltaje
diferencial: IAP e IAN, IBP e IBN, e ICP e ICN. Estos canales pares de entrada de voltaje
diferencial tienen una entrada de señal máxima de ±0.5 V. El canal de corriente tiene un
amplificador de ganancia programable (PGA) con ganancia elegible entre 1, 2, o 4; además del
PGA, los canales de corriente tienen también una selección de rango de entrada máxima para
el ADC. La elección del rango de ganancia del ADC se puede hacer por el registro de
ganancia (ver Figura 4.2-01). Como se mencionó previamente, el máximo voltaje diferencial
de entrada es ±0.5 V; sin embargo, usando el bit 3 y 4 en el registro de ganancia, el máximo
valor que puede ponerse en el ADC como entrada de voltaje es ±0.5 V, ±0.25 V, o ±0.125 V
en los canales de corriente. Esto es logrado ajustando la referencia del ADC. Los valores de
corriente y voltaje a escala completa que suministra el ADC del ADE7758 son 130A y 500V.
39
Figura 4.2-01 – Elección de Rango de Ganancia.13
En la siguiente figura se muestran los máximos niveles de señal en el canal de corriente
de entrada. La señal máxima en modo común es 0,25mV.
Figura 4.2-02 – Máximos niveles de Señal en Canal de Corriente, Ganancia 1.14
El canal de voltaje tiene tres entradas de voltaje, VAP, VBP y VCP y tienen un voltaje
máximo de entrada de +0,5V con respecto a VN. El mismo PGA que se emplea en el canal de
corriente es empleado en el canal de voltaje y se puede escoger entre los mismos rangos, 1, 2 o
4.
La siguiente figura ilustra los valores máximos de señal en la entradas del canal de
voltaje; siendo la máxima señal modo común +25mV.
13
14
Tomada de [10]
Tomada de [10]
40
Figura 4.2-03 – Máximos niveles de Señal en Canal de Voltaje, Ganancia 1.15
La elección de ganancia es hecha a través de la escritura en el registro de ganancia. Del
bit 0 al 1 se escoge en el PGA la ganancia para el canal de corriente; mientras que de el bit 5 al
6 se escoge para el canal de voltaje. En la siguiente figura se muestra como diferentes
ganancias pueden ser colocadas en el PGA1 (para canal de corriente) y PGA2 (para el canal de
voltaje) seleccionando distintos bits en el registro de ganancia.
Figura 4.2-03 – Registro de ganancia analógica del ADE7758.16
Poner en alto el bit 7 activa el integrador digital en el camino de la señal de corriente.
4.2.1 Canal de corriente del ADC.
En la figura 4.2.1-01 se observa el ADC y el camino de procesamiento de la señal para
la entrada IA del canal de corriente (igual para IB e IC). En el modo de prueba de forma de
onda, las salidas del ADC son palabras de complementos a dos con 24bit de data a un máximo
de 26.0kSPS (cientos de muestras por segundo). Con la señal de entrada analógica máxima
especificada de ±0.5V, el ADC produce su máximo valor de salida de código (ver Figura
4.2.1-01). Este diagrama muestra a escala completa una señal de voltaje aplicándose a las
15
16
Tomada de [10]
Tomada de [10]
41
entradas diferenciales de IAP e IAN. La salida del ADC varia entre 0xD7AE14 (-2,642,412) y
0x2851EC (+2,642,412).
Figura 4.2.1-01 – Camino de señal en el Canal de Corriente.17
4.2.1.1 Registros de ganancia de forma de onda de corriente.
Hay un multiplicador en el camino de la señal del canal de corriente para cada fase.
Las formas de onda de corriente pueden ser cambiados a través de ±50% escribiendo un
numero a complemento dos en los 12bits con signo del registro de ganancia de corriente
(AIGAIN[11:0], BIGAIN[11:0], y CIGAIN[11:0]); por ejemplo, si se escriben 0x7FF a esos
registros, la salida del ADC se escala a través de +50%; por otro lado, escribiendo 0x800 se
escala la salida a –50%. La siguiente expresión describe la función de los registros de ganancia
de forma de onda de corriente matemáticamente.
Forma _ de _ onda _ Corriente =
 Contenido _ de _ Re gistro _ de _ Ganancia _ de _ Corriente 
ADCSalida × 1 +

212


Cambiando el contenido de AIGAIN[11:0], BIGAIN[11:0], o CIGAIN[11:0] se
afectan todos los cálculos basados en la corriente, es decir, afecta la energía
17
Tomada de [10]
42
active/reactiva/aparente de la fase así como el cálculo de RMS actual. Además, también se
escalan las muestras de forma de onda.
4.2.1.2 Muestreo del canal de corriente.
El muestreo de la forma de onda del canal de corriente puede ser dirigido al registro
WFORM a tasas fijas de muestreo poniendo los bits WAVSEL[2:0] en el registro
WAVMODE en 000 (binario). La fase en las cuales las muestras son dirigidas son fijadas
poniendo los bits PHSEL[1:0] en el registro de WAVMODE. El cálculo de energía permanece
ininterrumpido durante el muestreo de la forma de onda.
Durante el modo de muestreo de forma de onda, una de cuatro proporciones de
muestreo puede ser escogida usando el bit 5 y 6 del registro de WAVMODE (DTRT[1:0]). La
tasa de muestreo de salida puede ser 26.0kSPS, 13.0 kSPS, 6.5 kSPS, o 3.3 kSPS. Poniendo el
bit WSMP en el registro de máscara de interrupción en 1 lógico, la pedida de interrupción del
/IRQ va activo bajo cuando una muestra está disponible. El tiempo se muestra en la siguiente
figura. Los 24bits de muestra de forma de onda se transfieren del ADE7758 en un byte (8bits)
a la vez, con el byte más significativo enviado primero; finalmente la salida de pedida de
interrupción (/IRQ) se mantiene en nivel bajo hasta que se lee el registro de restablecimiento
de estatus.
Figura 4.2.1.2-01 – Forma de Onda de muestreo del Canal de Corriente.18
4.2.2 Integrador Digital y sensor de corriente di/dt
El sensor di/dt detecta cambios en el campo magnético, causados por la corriente AC;
la siguiente figura ilustra el principio del sensor de corriente di/dt.
18
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43
Figura 4.2.2-01 – Principio de Sensor de Corriente di/dt.19
La densidad de flujo magnético inducido por una corriente es proporcionalmente
directo a la magnitud de la corriente. Los cambios en la densidad del flujo magnético que
pasan a través de un lazo conductor generan una fuerza electromotriz (fem) entre los dos
extremos del lazo. La fem es una señal de voltaje que es proporcional a la di/dt de la corriente.
La salida de voltaje de di/dt del sensor de corriente esta determinada por la inductancia mutua
entre la corriente que lleva el conductor y el sensor di/dt.
La señal de corriente debe ser recuperada del di/dt antes de poder ser empleada; siendo
necesario un integrador para obtener la señal original. El ADE7758 posee un integrador en el
Canal 1, y esta encendido por defecto cuando se da energía al dispositivo; también puede ser
apagado poniendo en alto el bit MSB en el registro de ganancia (bit 7).
Observando el comportamiento del integrador se observa una atenuación de -20dB/dec
y un cambio de fase de -90º; cuando es combinado con un sensor di/dt, la magnitud resultante
y la respuesta de fase debe ser una ganancia plana en la banda de interés (de 40 a 60Hz); sin
embargo, el sensor di/dt tiene una ganancia de 20dB/dec asociado, lo cual genera una cantidad
significativa de ruido de alta frecuencia (es por esto, la necesidad de un filtro anti-aliasing).
Cuando el integrador digital es apagado, el ADE puede ser usado directamente con un
sensor de corriente convencional, tal como un transformador de corriente (CT).
4.2.3 Detección de corriente Pico usando el registro PEAK
El ADE7758 puede ser programado para grabar el sobre pico en la forma de onda de
una corriente medida y producir una interrupción si se excede este limite.
19
Tomada de [10]
44
El valor pico de la forma de onda de corriente dentro de un número fijo de líneas de
ciclos se guarda en el registro IPEAK. La figura 4.2.3-01 ilustra el comportamiento temporal
de la detección de corriente pico.
Figura 4.2.3-01 – Detección de corriente Pico usando el registro PEAK.20
Se puede apreciar que el contenido del registro IPEAK es equivalente del bit 14 al bit
21 del muestreo de la forma de onda de corriente. La entrada máxima analógica de la muestra
de forma de onda de corriente es 0x2851EC; y se espera por consiguiente que el IPEAK a la
entrada máxima sea 0xA1.
Pueden activarse fases múltiples simultáneamente para la detección de pico, poniendo
varios bits en uno lógico en los bits PEAKSEL[2:4] del registro MMODE. Estos bits
seleccionan tanto la fase para voltaje como para la corriente pico a medir; de esta forma, si se
escoge medir varias fases, los registros VPEAK e IPEAK pueden tener valores de dos fases
diferentes, es decir, se pueden procesar el voltaje y la corriente pico independientemente.
El número de ciclos de media-línea esta basado en contar el cruce por cero del canal de
voltaje. Los bits del ZXSEL[2:0] en el registro LCYCMODE determinan qué canales de
voltaje se usan para la detección de cruce por cero. La misma señal también se usa para el
modo de acumulación de energía por ciclo de línea si esta activó.
4.2.4 Interrupción de detección de sobre corriente.
La siguiente figura muestra el comportamiento de la detección de sobre corriente.
20
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45
Figura 4.2.4-01 – Detección de sobre corriente.21
El contenido de los bits IPINTLVL[7:0] es equivalente a los bits del 14 al 21 de la
muestra de la forma de onda de corriente. Por consiguiente, poniendo este registro a 0xA1
(hexadecimal) implica colocar la detección de pico a entrada máxima analógica. La figure
4.2.4-01 muestra la corriente excediendo un límite. La interrupción de sobre corriente ocurre
cuando el bit PKI (bit 15) del registro de estado de interrupción se coloca en uno lógico; de
esta forma, al estar habilitado dicho bit la salida lógica de /IRQ se coloca en activo bajo.
Al igual que la detección de corriente pico, varias fases pueden ser observadas
simultáneamente; por último, la fase a supervisar es fijada en los bits PKIRQSEL[2:0] en el
registro MMODE.
4.2.5 Canal de Voltaje del ADC
La siguiente figura muestra el ADC y la cadena de procesamiento de la señal para la
entrada VA, que es igual para VB y VC.
21
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46
Figura 4.2.5-01 – ADC y Procesamiento de señal en el Canal de Voltaje.22
Para las medidas de energía activa y reactiva, la salida del ADC pasa directamente a
los multiplicadores y no se filtra. Esta solución evita una mayor multiplicación de bits y no
afecta la exactitud de la medida. Un filtro pasa alto (HPF) no es implementado en el camino
para eliminar el voltaje DC porque el HPF en el canal de corriente debe ser suficiente para
eliminar el error debido a offsets en el ADC para el cálculo de potencias. Sin embargo, los
offsets del ADC en el voltaje pueden producir grandes errores en el cálculo de voltaje RMS y
también afectar la exactitud del cálculo de energía aparente.
4.2.5.1 Muestreo del canal de voltaje.
El muestreo de la forma de onda de los canales de voltaje también puede ser dirigido
por el registro WFORM; sin embargo, antes de pasar al registro de WFORM, las salidas del
ADC atraviesan un filtro paso bajo de un solo polo (LPF1), con una frecuencia de corte de
260Hz; la figura 4.2.5.1-01 muestra la amplitud y respuesta en frecuencia del LPF1. Este filtro
atenúa la señal ligeramente. Por ejemplo, si la frecuencia de la línea es 60Hz, la señal a la
salida del LPF1 es atenuada un 3.575%. Las muestras de la forma de onda son de 16bits, con
datos de complemento a dos que van entre 0x2748 (+10,056decimal) y 0xD8B8 (10,056decimal). Los datos tienen signo extendido a 24bits en el registro WFORM.
22
Tomada de [10]
47
H( f ) =
1
 60 Hz 
1+ 

 260 Hz 
2
= 0.974 = −0.225dB
El LPF1 no afecta el cálculo de energía activa y reactiva porque sólo se usa en el
muestreo de la forma de onda; pero, el muestreo de forma de onda se usa para el cálculo de
voltaje RMS y la acumulación de energía aparente.
Figura 4.2.5.1-01 – Respuesta en Magnitud y Fase del LPF1.23
Los bits WAVSEL[2:0] deben ponerse en 001 (binario) en el registro de WAVMODE
para empezar el muestreo de la forma de onda de voltaje. Los bits PHSEL[1:0] controlan la
fase que se escoge para muestrear. En modo de muestreo de forma de onda, uno de cuatro
proporciones de muestreo de salida puede ser escogido cambiando del bit 5 al 6 del registro
WAVMODE. Las proporciones de muestreo de salida disponibles son 26.0kSPS, 13.5kSPS,
6.5kSPS, o 3.3kSPS. Poniendo el bit WSMP en el registro de máscara de interrupción a
Lógica 1, la salida /IRQ va activo bajo cuando una muestra está disponible. Las muestras de
forma de onda de 24bits se transfieren del ADE7758 en bytes (de 8 bits) a la vez, con el byte
más significativo enviado primero. La señal del registro está extendida en los 8 bits superiores
y los tiempos son igual a los empleados en el canal de corriente.
23
Tomada de [10]
48
4.2.6 Detección de Cruce por cero
Los ADE7758 tienen circuitos de detección de cruce por cero para cada uno de los
canales de voltaje (VAN, VBN, o VCN). La siguiente figura muestra cómo la señal del cruce
por cero se genera de la salida del canal de voltaje del ADC.
Figura 4.2.6-01 – Detección de cruce por cero en Canal de Voltaje.24
La interrupción del cruce por cero se genera a la salida del LPF1; dicho LPF1 como ya
se dijo, tiene un solo polo a 260Hz (CLKIN = 10 MHz), como resultado, hay un retardo en la
fase entre el señal de la entrada analógica del canal de voltaje y la salida del LPF1. La
respuesta del retardo de fase del LPF1 produce un retraso de tiempo de aproximadamente
1.1ms (60Hz) entre el señal de cruce por cero en las entradas de señal de voltaje de cruce por
cero.
Cuando una fase cruza del negativo al positivo, la bandera correspondiente en el
registro de estatus de interrupción (del bit 9 al 11) se coloca en uno lógico. La salida /IRQ se
coloca en activo bajo también si el bit ZX correspondiente en el registro de máscara de
interrupción esta colocado en uno lógico. Sólo el cruce por cero del negativo a positivo
generara una interrupción.
24
Tomada de [10]
49
La bandera en el registro de estado de interrupción se restablece a cero cuando los
registro de estado de interrupción son leídos con reset (RSTATUS). Cada fase tiene su propia
bandera de interrupción y un bit de máscara en el registro de interrupción.
4.2.6.1 Timeout en Cruce por cero.
Cada detección de cruce por cero tiene un registro de timeout asociado (no accesible al
usuario). Este registro sin signo de 16bits es disminuido por 1 cada 384/CLKIN segundos. Los
registros se restablecen a un valor común programado por el usuario, es decir, el registro de
timeout de cruce por cero (ZXTOUT[15:0], dirección 0x1B), cada vez que un cruce por cero
ocurre en su entrada asociada. El valor predefinido de ZXTOUT es 0xFFFF. Si el registro
interior disminuye a cero antes de detectar un cruce por cero a la entrada correspondiente,
indicara una ausencia de cruce por cero en el tiempo determinado por los ZXTOUT[15:0]. Los
bits ZXTOx de detección de la fase correspondiente en el registro de estado de interrupción se
encienden entonces (bit 9 al 11). La salida IRQ también se pone en activo bajo si el ZXTOxbit
de mascara para la fase correspondiente en el registro de máscara de interrupción se coloca en
uno lógico. La siguiente figura muestra el mecanismo de detección de interrupción de cruce
por cero cuando el voltaje de la línea A esta a un nivel fijo DC por más de CLKIN/384 ×
ZXTOUT[15:0] segundos.
Figura 4.2.6.1-01 – Detección de cruce por cero en Canal de Voltaje.25
25
Tomada de [10]
50
4.2.7 Compensación de Fase
Cuando el HPF en el canal de corriente es deshabilitado, el error de fase entre el canal
de corriente y el canal de voltaje es despreciable; por otro lado cuando el HPF esta activo, el
canal de corriente tiene respuesta de fase casi cero entre 45Hz y 1kHz; siendo esta banda
suficiente para los requerimientos típicos en las aplicaciones de medida de energía.
Aun cuando internamente la fase esta compensada, el ADE7758 debe trabajar con
transductores que pueden traer consigo errores en la fase; por ejemplo, un CT con error de fase
de 0,1º a 0,3º es algo común. Estos errores pueden variar de uno a otro componente, y deben
ser corregidos para lograr medidas precisas. Los errores asociados con perdidas de fase son
fácilmente identificables en bajos factores de potencia. El ADE7758 permite un pequeño
tiempo de retardo o adelanto para ser inducido en el procesamiento de señal para así
compensar los errores pequeños en la fase.
Los registros de calibración de fase (APHCAL, BPHCAL, y CPHCAL) son de
complemento a dos, de 7bits con signo, que pueden variar el tiempo en avance o retardo en el
camino de señal del canal de voltaje, desde 151,2µs a -75,6µs (con CKLIN = 10MHz)
respectivamente. Un bit menos significativo (LSB) es equivalente a 1,2µs en tiempo de retardo
o 2,4µs de tiempo de adelanto. Con una frecuencia de línea de 60Hz, esto da una resolución de
fase de 0, 026º (360º x 1,2µs x 60Hz) en la dirección positiva (retardo) y 0,052º en la dirección
negativa (adelanto). Esto corresponde a una corrección total de rango de -3,32º a +1,63º a
60Hz.
La figura 4.2.7-01 muestra como la compensación de fase se emplea para remover 0,1º
de adelanto en la entrada IA del canal de corriente; para poder cancelar dicho adelanto, un
adelanto debe ser introducido en la fase correspondiente en el canal de voltaje (en este caso
VA). Se puede introducir un ajuste de 0,104º, esto se logra agregando un adelanto en tiempo
en VA, un adelanto de -4,8µs se logra escribiendo -4 (0x3C) en el bloque de retardo de tiempo
(APHCAL[7:0]), reduciendo así el tiempo de retardo, 360º x 4,8µs x 60Hz = 0,104º a 60Hz.
51
Figura 4.2.7-01 – Calibración de fase en Canal de Voltaje.26
4.2.8 Medida del Periodo
Los ADE7758 proporcionan el periodo o frecuencia de medida de la línea de voltaje.
El periodo es medido en la fase especificada por el bit 0 al 1 del registro MMODE. El registro
del periodo es de 12bits sin signo, el registro FREQ, y se modifica cada 4 periodos de la fase
seleccionada.
El bit 7 del LCYCMODE selecciona si FREQ muestra la frecuencia o el periodo, poner
dicho bit en uno lógico hace que el registro muestre el periodo; por defecto este bit esta
colocado en cero lógico lo que indica que FREQ mostrara frecuencia.
Cuando se mide el periodo, la resolución de este registro es de 96/CLKIN por LSB
(9.6µs/LSB cuando CLKIN es 10MHz) que representa 0,06% con frecuencia de línea de 60Hz.
En 60Hz, el valor del registro del periodo está 1737decimal. En 50 Hz, el valor del registro del
periodo es de 2084decimal; y cuando se mide frecuencia, el valor del registro del periodo es
aproximadamente 960decimal a 60Hz y 800decimal a 50Hz. Esto es equivalente a
0.0625Hz/LSB.
4.2.9 Detección de SAG en la Línea de Voltaje
El ADE7758 puede ser programado para detectar cuando el valor absoluto de la línea
de voltaje de cualquiera de las fases cae por debajo de cierto valor pico, por un número de
medios ciclos; cada fase del canal de voltaje es controlada simultáneamente.
26
Tomada de [10]
52
Figura 4.2.9-01 – Detección de SAG.27
La imagen anterior ilustra como una línea de voltaje cae por nueve medios ciclos,
después del limite que esta definido en el registro de nivel de SAG (SAGLVL[7:0]); aunque el
registro de ciclo de SAG indica un limite de 6 medios ciclos (SAGCYC[7:0] = 0x06), el
evento de SAG solo es guardado cuando la bandera correspondiente a la fase esta especificada
en el registro de estado de interrupción (del bit 1 al 3 en el registro de estatus de interrupción).
Si el bit de SAG esta activo en uno lógico para determinada fase, la salida /IRQ va activo bajo.
4.2.9.1 Establecimiento del nivel para SAG
Los contenidos del byte SAGLVL[0:7] son comparados al valor absoluto del bit 6 al 13
del muestreo de forma de onda de voltaje; por ejemplo, el valor nominal máximo del canal de
voltaje en escala completa a 60Hz es 0x249C; del bit 13 al 6 son 0x92, de esta forma si se
escribe 0x92 el SAGLVL se coloca la detección del nivel de SAG en escala completa a su
valor mas sensitivo.
La detección es hecha cuanto el contenido del registro de nivel de SAG es mayor que
el valor de entrada de muestreo. Escribir 0x00 coloca el nivel de detección en cero,
desactivando de esta forma la detección de disminución de voltaje de entrada.
27
Tomada de [10]
53
4.2.10 Detección de voltaje pico.
Los ADE7758 pueden grabar el pico de la forma de onda de voltaje y producir una
interrupción si la corriente excede un límite prefijado.
4.2.10.1 Detección de Voltaje pico usando el registro VPEAK
El valor absoluto del pico en la forma de onda de voltaje dentro de un número fijo de
ciclos de media línea se guarda en el registro de VPEAK. La siguiente figura ilustra la
conducta temporal de la detección de voltaje pico.
Figura 4.2.10.1-01 – Detección de Voltaje Pico usando el registro VPEAK.28
El contenido del registro de VPEAK es equivalente al contenido del bit 6 al 13 del
registro de muestreo de forma de onda de voltaje de 16bits. A la entrada analógica máxima, la
forma de onda de voltaje a 60 Hz es 0x249C. El VPEAK a la entrada máxima, por
consiguiente, se espera que sea 0x92.
Además, pueden activarse múltiples fases simultáneamente para la detección de pico
poniendo varios bits en uno lógico entre los bits PEAKSEL[2:4] en el registro de MMODE.
Estos bits seleccionan la fase de medida de voltaje y corriente pico.
Se debe observar que le número de medios ciclos esta basado en la cuenta de los cruces
por cero del canal de voltaje. Los bits ZXSEL[2:0] en el registro LCYCMODE determinan
cual de las fases del canal de voltaje están siendo usadas para la detección de cruce por cero; y
la misma señal es usada para el modo de acumulación de energía de ciclo de línea si esta
activo.
28
Tomada de [10]
54
4.2.10.2 Interrupción de detección de sobre voltaje
La siguiente figura ilustra el comportamiento de la detección de sobrevoltaje.
Figura 4.2.10.2-01 – Detección de Voltaje Pico usando el registro VPEAK.29
El contenido del registro VPINTLVL[7:0] es equivalente al existente del bit 6 al 13 del
registro de muestreo de forma de onda de voltaje de 16bits; por consiguiente, poniendo este
registro a 0x92 implica poner la detección de pico a la entrada analógica máxima. La figura
4.2.10.2-01 muestra un voltaje que excede un umbral. Poniendo el bit PKV en alto (bit 14) en
el registro de estatus de interrupción, el evento del sobrevoltaje se graba. Si el PKV esta
habilitado en el registro de máscara de interrupción, la salida lógica /IRQ va activo bajo.
Pueden activarse múltiples fases para la detección de picos. Si cualquiera de las fases
activas produce una forma de onda de muestreo sobre el umbral, la bandera PKV en el registro
de estado de interrupción se activa. La fase en la cual el sobre voltaje se supervisa es fijada por
los bits PKIRQSEL[5:7] en el registro MMODE.
4.2.11 Monitoreo de alimentación del ADE7758
La alimentación analógica (AVDD) es continuamente monitoreada por el ADE7758; si
el suministro es menor a 4V+5%, el ADE7758 entra en un estado inactivo, esto es, ninguna
29
Tomada de [10]
55
energía es acumulada cuando la alimentación es menor a 4V; esto provee un mecanismo muy
apropiado para garantizar el funcionamiento optimo del medidor durante operación en alto y
bajo voltaje. El monitoreo de voltaje de alimentación esta hecho con histéresis y filtrado; esto
da gran inmunidad frente a falsos estímulos debido a fuentes con ruido. La siguiente figura
muestra el comportamiento del ADE7758 cuando el voltaje AVDD cae por debajo del limite
de monitoreo de suministro de energía.
Figura 4.2.11-01 – Monitoreo de Alimentación hecho por el ADE7758.30
4.2.12 Medidas RMS
La raíz cuadrada media (RMS) es una medida fundamental al determinar la magnitud
de una señal AC. Su definición puede ser práctica y matemática. Definido prácticamente, el
valor RMS asignado a una señal AC es la cantidad de DC necesario para producir una
cantidad equivalente a la potencia en la carga. Matemáticamente los valores RMS de un señal
continua f(t) se define como:
FRMS =
1 T 2
f (t )dt
T ∫0
(1)
Para señales muestreadas en tiempo, el cálculo de RMS implica elevar al cuadrado la
señal, tomar el promedio, y obtener la raíz cuadrada.
FRMS =
30
Tomada de [10]
1 N 2
∑ f (n)
N n=1
(2)
56
El método empleado para calcular los RMS en los ADE7758 es pasar por un filtro pasa
bajo el cuadrado de la señal de entrada (LPF3) y tomar la raíz cuadrada del resultado (vea
figura 4.2.12-01).
Con:
i (t ) = 2 × IRMS × sin(ωt )
Entonces:
i 2 (t ) = IRMS 2 − IRMS 2 × cos(ωt )
El cálculo de RMS se procesa simultáneamente en los seis canales de entradas
analógicas, y está disponible en registros independientes. Mientras los ADE7758 midan
señales no sinusoidales, debe notarse que la medida de voltaje RMS, y por consiguiente la
energía aparente, están limitas a una banda de 160 Hz. La corriente RMS, así como la potencia
activa, tienen un ancho de banda de 14 kHz.
Figura 4.2.12-01 – Procesamiento de señal de Corriente RMS.31
4.2.12.1 Cálculo de Corriente RMS.
La figura 4.2.12-01 muestra en detalle el proceso por el cual pasa la señal para el
cálculo de RMS en la fase del canal de corriente. El valor del canal de corriente RMS se
procesa de las muestras tomadas de la forma de onda del canal de corriente en modo de prueba.
Los valores de corriente RMS se guardan en registros de 24bits sin signo (AIRMS, BIRMS, y
CIRMS). Un LSB del registro de corriente RMS es equivalente a un LSB de la muestra de la
31
Tomada de [10]
57
forma de onda de corriente. La taza de actualización de la medida de la corriente RMS es
CLKIN/12.
Con la entrada analógica al máximo de 0,5V, el ADC produce un código de salida que
es aproximadamente ±2.642.412d. El valor equivalente de RMS de la señal sinusoidal al
máximo a 60Hz es 1.914.753d (0x1D3781).
La exactitud de la corriente RMS es típicamente 0.2% y el error de la entrada máxima
esta por debajo de 1/500 de la entrada máxima. Adicionalmente, esta medida tiene un ancho
de banda de 14 kHz.
4.2.12.2 Compensación de offset de la Corriente RMS.
Los ADE7758 incorporan un compensador de offset de corriente RMS para cada fase
(AIRMSOS, BIRMSOS, y CIRMSOS). Éstos son registros de 12bits con signo que pueden
usarse para quitar desplazamientos en los cálculos de corrientes RMS. Un desplazamiento
puede existir en los cálculos RMS debido a ruidos de la entrada que se integran en el
componente DC de I2(t). La calibración del desplazamiento permite mantener el contenido de
los registros IRMS en cero cuando ninguna corriente está consumiéndose. Un LSB del registro
de offset de corriente RMS es equivalente a 16.384 (decimal) del cuadrado del registro de
corriente RMS. Asumiendo que el valor máximo del cálculo de corriente RMS es 1.868.467
(decimal) con entradas de AC máximas, un LSB del desplazamiento de corriente RMS
representa 0,94% del error de la medida a -60dB debajo de la escala completa.
IRMS = IRMS O2 + 16384 + IRMSOS
Donde IRMS0 es la medida RMS sin la corrección del desplazamiento.
4.2.12.3 Cálculo del canal de Voltaje RMS.
La figure 4.2.12.3-01 muestra los detalles del cálculo RMS en la fase A del canal de
voltaje. El valor del voltaje RMS se procesa de las muestras tomadas de la forma de onda
después de pasar por el filtro paso-bajo LPF1. La salida del canal de voltaje ADC puede ser
escalado en ±50% cambiando los registros VRMSGAIN[11:0] y así realizar una calibración de
voltaje RMS global. El registro VRMSGAIN escala los cálculos de RMS así como el cálculo
de energía aparente, desde que el potencia aparente es el producto del voltaje y la corriente
58
RMS. Los valores de voltaje RMS se guardan en registros de 24bits sin signo (AVRMS,
BVRMS, y CVRMS). Los 256 LSB del registro de voltaje RMS son aproximadamente
equivalentes a un LSB de una muestra de forma de onda de voltaje. La taza de actualización
de la medida RMS de voltaje es CLKIN/12.
Figura 4.2.12.3-01 – Procesamiento de señal de Voltaje RMS.32
Con la entrada máxima de la señal AC de 0,5V, los LPF1 producen un código de salida
que es aproximadamente 63% de su valor máximo, es decir, ±9.372 (decimal), a 60Hz. El
valor RMS equivalente de una señal AC al máximo es aproximadamente 1.639.101
(0x1902BD) en el registro de VRMS.
La exactitud de la medida de VRMS es típicamente 0,5% el error de la entrada máxima
por debajo de 1/20 la entrada máxima. Adicionalmente, esta medida tiene un ancho de banda
de 160Hz.
4.2.12.4 Compensación de offset de Voltaje RMS.
Los ADE7758 incorporan un compensador de voltaje RMS para cada fase
(AVRMSOS, BVRMSOS, y CVRMSOS). Éstos son registros 12bits con signo que pueden
usarse para quitar desplazamientos en los cálculos de voltaje RMS. Un desplazamiento puede
existir en el cálculo RMS debido a los ruidos y a desplazamientos en las muestras de la
entrada. Debe notarse que la calibración del desplazamiento no permite mantener los
32
Tomada de [10]
59
contenidos de los registros de VRMS en cero cuando ningún voltaje se aplica. Esto es causado
por ruido en el cálculo de RMS de voltaje que limita el rango utilizable entre la escala
completa y 1/50 de la misma. Un LSB de desplazamiento de voltaje RMS es equivalente a 64
LSB del registro de voltaje RMS.
Asumiendo que el valor máximo del cálculo de voltaje RMS es 1.639.101 (decimal)
con entradas máximas de AC, entonces 1 LSB del desplazamiento de voltaje RMS representa
0,042% del error de la medida a 1/10 de escala completa.
VRMS = VRMS O − VRMS 0 S × 64
Donde VRMS0 es la medida RMS sin la corrección del desplazamiento.
4.2.12.5 Ajuste de ganancia de Voltaje RMS.
La ganancia de los ADC en cada fase de canal de voltaje pueden ajustarse para el
cálculo RMS usando los registros de ganancia de voltaje RMS (AVRMSGAIN,
BVRMSGAIN, y CVRMSGAIN). La ganancia de la forma de onda de voltaje antes del LPF1
es ajustada escribiendo palabras a complemento a dos en los registros de ganancia de voltaje
RMS de 12bits. La siguiente expresión muestra cómo el ajuste de ganancia se relaciona a los
contenidos del registro de ganancia de voltaje.
 VRMSGAIN 
Contenido _ registro _ VRMS = Valor _ RMS _ sin Ganancia × 1 +

212


Por ejemplo, cuando se escriben 0x7FF al registro de ganancia de voltaje, la salida del
ADC se escala a 50%.
0x7FF = 2047d -> 2047/212 = 0.5
Igualmente, 0x800 = –2047d (con signo y complemento a dos) la salida del ADC es
escalado a –50%.
4.2.13 Calculo de Potencia Activa
La potencia eléctrica esta definida como la tasa de energía que pasa de la fuente a la
carga y esta dada por la multiplicación de la forma de onda del voltaje por la forma de onda de
la corriente. La forma de onda resultante es la potencia instantánea y es igual a la tasa de
energía que pasa cada momento. La unidad es el Vatio [W] o Joules por segundo. La ecuación
(5) es la expresión de la señal de potencia instantánea de un sistema AC.
60
v(t ) = 2 × VRMS × sen(ωt )
(1)
i(t ) = 2 × IRMS × sen(ωt )
(2)
Donde VRMS es el voltaje RMS, y IRMS es la corriente RMS.
p (t ) = v (t ) × i (t )
p (t ) = IRMS × VRMS − IRMS × VRMS × cos( 2ωt )
(5)
El promedio de potencia sobre un número de líneas de ciclos viene dado por la
expresión:
p=
1
nT
nT
∫ p(t )dt = IRMS × VRMS
(6)
0
Donde t es el periodo de la línea de ciclo.
P es la potencia activa o real; es importante observar que dicha potencia es igual al
componente DC de la potencia instantánea (ecuación 5). Esta es la relación empleada por el
ADE7758 para calcular la potencia activa en cada fase. La señal de potencia instantánea es
generada multiplicando el voltaje y la corriente en cada fase, y la componente DC es esperada
en cada fase luego de pasar por cada LPF2 en la fase correspondiente y luego es alamacenada
en su registro de 16bits de vatios por hora especifico (AWATTHR, BWATTHR, Y
CWATTHR). La entrada para cada registro de energía activa puede ser cambiada dependiendo
del modo de acumulación escogido (Tabla 4.2.13.5-01).
Figura 4.2.13-01 – Calculo de Potencia Activa.33
33
Tomada de [10]
61
Como el LPF2 no tiene una respuesta en frecuencia ideal, la señal de potencia activa
tiene algo de rizado debido a la señal de potencia instantánea; este rizado es sinusoidal y tiene
el doble de la frecuencia de la línea, siendo debido a esto por lo cual desaparece cuando la
señal de potencia activa es integrada sobre el tiempo para calcular la energía.
4.2.13.1 Calibración de Ganancia de Potencia Activa
Se observa que el promedio de potencia obtenido luego de la salida del LPF2 en cada
fase puede ser escalado por +50% escribiendo en el registro de ganancia de vatios (AWG,
BWG, o CWG); dichos registros, son signados a complemento a dos y tienen una resolución
de 0,024%/LSB. La siguiente expresión describe matemáticamente la función empleada en los
registros de ganancia de vatios.
 Re gistro _ Gan _ W 
Pr omedio _ de _ Potencia = salidaLPF 2 × 1 +

212


La salida es escalable a -50% cuando el contenido del registro de ganancia de vatios se
le escribe 0x800, y la salida es aumentada en +50% cuando se escribe 0x7FF; siendo este
registro empleado para calibrar el calculo de potencia activa en cada fase.
4.2.13.2 Calibración de offset de Potencia Activa
El AD7758 posee registros de offset de vatios para cada fase, AWATTOS, BWATTOS,
y CWATTOS; estos son registro con signo de 12bits de complemento a dos y son empleados
para remover el offset en los cálculos de potencia activa. Una variación en la señal puede
ocurrir el cálculo de la potencia debido a comunicación cruzada entre canales en la línea o
inclusive dentro del mismo integrado. La calibración de offset permite al contenido de registro
de potencia permanecer en cero cuando no hay potencia consumida. Un LSB en el registro de
potencia activa equivale a 1/16LSB en la salida del multiplicador de potencia activa. En escala
completa, si la salida del multiplicador es 0xCCCCD (838.861decimal), entonces un LSB en
el LPF2 es equivalente a 0,0075% de error en -60dB por debajo de la escala completa en el
canal de corriente. Un LSB es equivalente a 1/838.861/16 x 100% = 0,0075% del valor
medido. El registro de offset de potencia activa tiene una resolución igual a 0,0075% a -60dB.
62
4.2.13.3 Calculo de signo de Potencia Activa
En primer lugar el cálculo del promedio de potencia activa es con signo; si la
diferencia de fase entre la forma de onda de la corriente y el voltaje es mayor a 90º, el
promedio de potencia se vuelve negativa. El bit REVPAP (Bit 17) del registro de interrupción
de estatus se activa si alguna de las potencias activas de las fases cambia de signo. Las fases
monitoreadas son seleccionadas por los bits TERMSEL en el registro COMPMODE. Los bits
TERMSEL también son usados para escoger cuales fases son incluidas en los pulsos de salida
APCF y VARCF. Si el bit REVPAP esta activo en la mascara de registro, la salida /IRQ va
activo bajo. El ACFNUM[15:13] indica la potencia inversa en cada una de las fases
individualmente; siendo el bit 15 colocado en activo si el signo de la fase A es negativa y así
igual para el bit 14 y 13 para fase B y C respectivamente.
4.2.13.4 Calculo de Energía Activa
Como se dijo anteriormente, la potencia esta definida como la tasa de flujo de energía.
potencia =
dEnergía
dt
(7)
De esta forma, la Energía viene dada por:
Energía = ∫ p (t )dt
(8)
El ADE7758 logra integrar la señal de potencia activa acumulando continuamente la
señal de potencia activa en el bit 41 de los registros de energía. Los registros de vatios hora
(AWATTHR, BWATTHR, CWATTHR) representan los 16bits superiores de estos registros
internos. Esta acumulación discreta en tiempo o suma es equivalente a integrar en tiempo
continuo.
Energía = ∫ p (t )dt = Lim
T →0
{∑
∞
n=0
p (nT ) × T
}
(9)
Donde n es un número de muestra de tiempo discreta y T es una muestra de periodo.
La siguiente figura muestra el camino de la señal al acumular energía. El promedio de
la señal de potencia activa es continuamente agregada al registro interno de energía activa;
dicha adición es una operación con signo, si la energía es negativa, es substraída del registro
de energía activa. El promedio de potencia activa es dividido por el contenido del registro
divisor de vatios antes de será agregado al registro de acumulación de vatios horas. Cuando el
63
valor en el registro WDIV[7:0] es cero o uno, la potencia activa es acumulada sin división.
WDIV es un registro sin signo de 8bits muy útil para medir el tiempo que ocurre después del
desbordamiento en el registro de acumulación de vatios horas.
Figura 4.2.13.4-01 – Acumulación de Energía Activa.34
La figura 4.2.13.4-01 muestra la acumulación de energía para señal sinusoidal a escala
completa en las entradas analógicas; las tres curvas mostradas, demuestran el tiempo mínimo
que toma para el registro de acumulación de vatios horas desbordarse cuando el registro de
ganancia de vatios de la fase correspondiente es igual a 0x7FF, 0x000, y 0x800. Como se
muestra, el tiempo de integración más rápido ocurre cuando el registro de ganancia de vatios
esta colocado a su valor máximo, por ejemplo 0x7FF. Este es el tiempo que toma después del
desbordamiento y puede ser escalado escribiendo en el registro WDIV y además puede ser
incrementado a un factor máximo de 255.
34
Tomada de [10]
64
Figura 4.2.13.4-02 – Tiempo del Registro de energía a escala completa de potencia.35
Se puede observar que el registro de energía activa puede pasar a escala completa
negativa (0x8000) y continuar incrementando en valor cuando la potencia activa es positiva;
inversamente, si la potencia activa es negativa, el registro de energía puede pasar a escala
completa positiva (0x7FFF) y continuar decreciendo.
Al colocar el bit AEHF (Bit 0) del registro de mascara de interrupción, el ADE7758
puede ser configurado para emitir una interrupción (/IRQ) cuando el bit 14 de uno de los tres
registros de acumulación de vatios hora cambia, indicando que el registro de acumulación esta
medio lleno (positivo o negativo).
Si se coloca el bit RSTREAD (Bit 6) del registro LCYMODE activa la lectura con
reinicio (reset) para los registros de acumulación de vatios hora.
4.2.13.5 Modo de Acumulación de Energía
La potencia activa acumulada en cada registro de vatios hora, depende de la
configuración de los bits CONSEL (Bit 0 y 1) del registro COMPMODE; se observa sus
distintas configuraciones en la siguiente tabla.
35
Tomada de [10]
65
CONSEL[1,0]
AWATTHR
BWATTHR
CWATTHR
00
VA x IA
VB x IB
VC x IC
01
VA x (IA- IB)
0
VC x (IC – IB)
10
VA x (IA –IB)
0
VC x IC
11
RESERVADO
RESERVADO
RESERVADO
Tabla 4.2.13.5-01 – Valores para los registros de Acumulación de Vatios hora.36
Es de notar que los contenidos de los registros de acumulación de vatios horas son
afectados por el registro de ganancia de corriente y de vatios de su correspondiente fase. La
ganancia de corriente no debe ser usada en el modo cero de de CONSEL.
Diferentes parámetros de calibración son dados por el ADE7758 para cubrir la
calibración del medidor.
4.2.13.6 Frecuencia de salida de Potencia Activa
La pata uno del ADE7758 (APCF) provee una salida con la frecuencia total de la
potencia activa. Luego de una calibración inicial, el creador o consumidor final siempre
querrá verificar la veracidad de la potencia medida. Una manera fácil de verificar la
calibración es proveer una salida de frecuencia que sea proporcional a la energía o potencia
activa medida bajo una condición de carga fija.
Figura 4.2.13.6-01 – Salida en frecuencia de Potencia Activa.37
36
37
Tomada de [10]
Tomada de [10]
66
Un conversor de digital a frecuencia (DFC) es usado para generar el pulso APCF de la
potencia activa total. Los bits TERMSEL (bit 2 a 4) del registro COMPMODE pueden ser
usados para elegir las fases a incluir en el cálculo total de potencia; siendo el calculo una
adición con signo de dichas fases agregadas. Sin embargo, activar el ABS (bit 5) en el registro
COMPMODE activa el modo de valor absoluto, que implica, que solo el valor absoluto de la
potencia activa es considerado.
La salida del de DFC es dividida por un par de registros divisores de frecuencia, antes
de ser enviados a la salida APCF; es de saber que es necesario tener los pulsos
APCFDEN/APCFNUM en la salida DFC antes del pulso de salida en la pata APCF. Bajo
condiciones de carga fija, la frecuencia de salida es directamente proporcional a la potencia
activa total. El ancho del pulso de APCF es 64xCLKIN si APCFNUM y APCFDEN son
iguales; si APCFDEN es mayor a APCFNUM, el ancho del pulso depende de APCFDEN,
siendo el ancho del pulso en este caso Periodo de APCF x (APCFDEN/2), con el valor de
APCFDEN/2 el numero entero más cercano; una excepción ocurre cuando el periodo es mayor
a 180ms, en este caso el ancho del pulso se fija a 90ms.
La salida máxima de frecuencia (APCFNUM = 0x00 y APCFDEN = 0x00) a escala
completa de señal AC en una fase es aproximadamente 16kHz.
APCFNUM y APCFDEN, son dos registros sin signo de 12bits que emplea el
ADE7758 para fijar la frecuencia por 1/212 a uno con pasos de 1/212 del puerto de salida
APCF; por ejemplo, si la frecuencia de salida es 1.562kHz mientras el contenido de CFDIV es
0x000, entonces la frecuencia de salida puede ser colocada a 6.103Hz escribiendo 0xFF en el
registro CFDEN.
En caso de ser escrito cero en alguno de los registros divisores de frecuencia, el divisor
usara uno en la división y no cero; además la tasa de APCFNUM/APCFDEN debe ser no
mayor uno para garantizar el funcionamiento correcto, es decir, la frecuencia de salida en
APCF no debe ser mayor a la frecuencia de salida de DFC.
La frecuencia de salida tiene un rizado ligero en la frecuencia igual al doble de la
frecuencia de la línea; esto es debido a imperfecciones en el filtrado de la señal de potencia
instantánea para generar la potencia activa. La ecuación 5 da la expresión para señal de
potencia instantánea; la cual es filtrada por LPF2, que tiene la siguiente respuesta en
magnitud:
67
H( f ) =
1
2
1+ f
(11)
82
La señal de potencia activa puede ser escrita como:


VRMS × IRMS 
p(t ) = VRMS × IRMS 
 × cos(4πf1t )
2
 1 + (2 f1 )


82 
(12)
Donde f1 es la frecuencia de línea, por ejemplo, 60 o 50Hz.
De la ecuación 12 se obtiene:


 VRMS × IRMS 
E (t ) = VRMS × IRMS × t − 
 × cos(4πf1t )
2
 4πf t 1 + (2 f1 )

2
 1
8 
(13)
De ecuación 13 puede observarse que existe un pequeño rizado en el calculo de energía
debido a la componente sen(2ωt). Escoger una frecuencia menor para APCF durante la
calibración, usando un valor grande en APCFDEN y manteniendo un valor relativamente
pequeño en APCFNUM se puede reducir este rizado no deseado. También promediando la
frecuencia de salida sobre un periodo de tiempo más largo permite el mismo resultado.
Figura 4.2.13.6-01 – Rizado de Frecuencia de Salida.38
38
Tomada de [10]
68
4.2.13.7 Modo de Acumulación de Ciclo de línea de Energía Activa
El ADE7758 esta diseñado con un modo especial de acumulación de energía activa,
con el fin de simplificar el proceso de calibración. Usando la detección de cruce por cero, el
ADE7758 actualiza los registros de acumulación de vatios por hora después de un número
entero de cruces por cero. El modo de acumulación de energía activa de la línea para vatios
hora se activa activando el bit LWATT (Bit 0) del registro LCYCMODE. La energía total
luego de un número entero de medios ciclos de línea es escrita en el registro vatios hora luego
de ser detectado el número de cruces por cero por el LINECYC. Cuando se usa el modo de
acumulación de ciclo de línea, el bit RSTREAD (Bit 6) del registro LCYCMODE debe estar
colocado en cero lógico.
Figura 4.2.13.7-01 – Modo de Acumulación de Ciclo de línea de Energía Activa.39
Los cruces de cero de la fase A, B, y C son incluidos, respectivamente, cuando se
cuentan el numero de medios ciclos de línea activando los bits ZXSEL[0:2] (Bit 3 a 5) en el
registro LCYCMODE. Cualquier combinación de cruces por cero de las tres fases puede ser
empleada para contar dichos cruces por cero; aunque solo una fase debe ser seleccionada a la
vez al momento de realizar la cuenta de cruce por cero durante la calibración.
El número de cruces por cero esta especificado por el registro LINECYC, el cual es un
registro sin signo de 16bits. El ADE7758 puede acumular potencia activa hasta 65535 cruces
por cero combinados. Escribiendo el bit LWATT, la primera lectura de energía es incorrecta;
pero escribiendo en el registro LINECYC cuando el bit LWATT esta colocado en reset de
39
Tomada de [10]
69
contador de cruce por cero, se asegura que la primera lectura de energía acumulada será
correcta.
Al final del ciclo de calibración de energía, el bit LENERGY (Bit 12) del registro
STATUS es puesto en activo; y si el bit de mascara correspondiente en el registro de mascara
de interrupción esta activo, la salida /IRQ se colocara en activo bajo; de esta forma, la salida
/IRQ también puede ser empleada para avisar el fin de calibración.
Como la potencia activa es integrada en este modo, las componentes sinusoidales
desaparecen y se elimina el rizado en el cálculo de energía; siendo la energía acumulada en
este modo:
E (t ) = VRMS × IRMS × t
(14)
Donde t es el tiempo de acumulación.
Por ultimo se observa que la acumulación de ciclo de energía activa de línea emplea el
mismo camino de señal empleada por la acumulación de energía activa; siendo la medida de
LSB para ambos métodos equivalente. Usar la acumulación de ciclo de línea para calcular los
kWh/LSB da como resultado un valor que puede ser aplicado a los registros WATTHR
cuando el modo de acumulación de línea no esta seleccionado.
4.2.14 Calculo de Potencia Reactiva
Una carga que contiene un elemento reactivo (inductor o capacitor) produce una
diferencia de fase entre el voltaje AC aplicado y la corriente resultante. La potencia asociada
con los elementos reactivos se llama potencia reactiva y sus unidades son voltio Amper
reactivos (VAR). La potencia reactiva esta definida como el producto de la forma de onda del
voltaje y la corriente cuando uno de estas dos señales tiene la fase cambiada en 90º; la
ecuación 17 da una expresión para la señal de potencia reactiva instantánea en un sistema AC
cuando la fase del canal de corriente esta cambiada +90º.
v(t ) = 2Vsen(ωt − θ )
i (t ) = 2 Isen(ωt ) , i ' (t ) = 2 Isen(ωt +
(15)
π
2
)
(16)
Donde V = voltaje en RMS, I = corriente en RMS, θ = cambio de fase causado por los
elementos reactivos en la carga; así, la potencia reactiva instantánea q(t) se puede escribir de la
siguiente forma:
70
q(t ) = v (t ) × i ' (t )
π
π


q(t ) = VI cos − θ −  − VI cos 2ωt − θ − 
2
2


Donde i’(t) es la forma de onda de la corriente cambiada por 90º; reescribiendo q(t)
q(t ) = VIsen(θ ) − VIsen(2ωt − θ )
(17)
El promedio de potencia reactiva sobre un número entero de ciclos de línea (n) esta
dado por:
1
Q=
nT
nT
∫ q(t )dt = V × I × sen(θ )
(18)
0
Donde T es el periodo de un ciclo de línea.
Q es el promedio de la potencia reactiva; la señal de potencia reactiva instantánea, q(t),
se genera multiplicando la señal de voltaje y la corriente cambiada en 90º en cada fase.
El componente DC en la señal de potencia reactiva instantánea en cada fase es extraída
por un filtro pasa bajo para obtener así el promedio de potencia reactiva. La potencia reactiva
es acumulada en su correspondiente registro de 16bits VAR por horas (AVARHR, BVARHR,
y CVARHR). Los valores a almacenar en dichos registros pueden ser alterados dependiendo
del modo de acumulación activado.
Figura 4.2.14-01 – Calculo de Potencia Reactiva.40
40
Tomada de [10]
71
La respuesta en frecuencia del LPF en el camino de señal de potencia reactiva es
idéntica al del LPF2 usado para el cálculo de promedio de potencia activa.
El filtro pasa bajo no es lineal, así que la señal de potencia reactiva tiene algo de
rizado; dicho rizado es sinusoidal y tiene una frecuencia igual al doble de la frecuencia de la
línea, como el rizado es sinusoidal por naturaleza, se elimina cuando la señal de potencia
reactiva es integrada sobre el tiempo para calcular la energía reactiva.
El filtro de cambio de fase genera un cambio de fase de -90º cuando el integrador esta
encendido, y de +90º cuando esta desactivado; además, el filtro tiene una respuesta en
magnitud sin unidad. Como el filtro de cambio de fase tiene una gran atenuación a altas
frecuencias, la potencia reactiva es primeramente para el cálculo de frecuencia de línea. El
efecto de los harmónicos se ignora en el cálculo de potencia reactiva; y debido al cambio de
fase que se incluye en el cálculo de la potencia reactiva, la medida de LSB es un poco
diferente al del cálculo de potencia activa.
4.2.14.1 Calibración de Ganancia de Potencia Reactiva
El promedio de potencia reactiva obtenida de la salida del LPF en cada fase es escalada
por +50% escribiendo en el registro de ganancias VAR correspondiente a cada fase (AVARG,
BVARG, o CVARG). El registro de ganancia VAR es de complemento a dos sin signo y tiene
resolución de 0,0024%/LSB.
 registro _ de _ ganVAR 
promendio _ de _ potencia _ reactiva = SALIDA _ LPF 2 × 1 +

212


La salida es escalada por -50% cuando el registro de ganancia VAR contiene 0x800, y
la salida será escalada a +50% cuando el valor escrito sea 0x7FF.
4.2.14.2 Calibración de offset de Potencia Reactiva
El ADE7758 posee tres registros de offset, los cuales son AVAROS, BVAROS, y
CVAROS; son registros de 12bits con signo y de complemento a dos, y son empleados para
remover offset en el cálculo de potencia reactiva. Las características de estos registros son
iguales a las que presentan los registros de calibración de offset de potencia activa.
72
4.2.14.3 Calculo de signo de Potencia Reactiva
El cálculo de promedio de potencia reactiva es con signo; como se dijo previamente, el
filtro de cambio de fase posee dos cambios de fase posibles con dos posibilidades de
operación cada uno, esto se resume bien en la tabla 4.2.14.3-01.
φ∗
Integrador
Signo de Potencia Reactiva
Entre 0 a +90
Apagado
Positiva
Entre -90 a 0
Apagado
Negativa
Entre 0 a +90
Encendido
Positiva
Entre -90 a 0
Encendido
Negativa
Tabla 4.2.14.3-01 – Calculo de signo de Potencia Reactivo.41
* φ es defendido como el ángulo de fase de la señal de voltaje menos la señal de corriente; es
decir, si la carga es inductiva φ es positivo, y si es capasitiva el signo de φ es negativo.
El ADE7758 tiene un circuito de detección de signo para el cálculo de potencia
reactiva. El bit REVPRP (Bit 18) en el registro de estatus de interrupción esta activo si el
promedió de potencia reactiva de alguno de las fases cambia. Las fases estudiadas son
escogidos en los bits TERMSEL en el registro COMPMODE; si el bit REVPRP esta activo en
el registro de mascara, la salida /IRQ va a activo bajo; este cambio de /IRQ ocurrirá para
cualquiera de los dos cambios, de positivo a negativo y de negativo a positivo.
4.2.14.4 Calculo de Energía Reactiva
La energía reactiva esta definida como la integral de la potencia reactiva.
Energía _ reactiva = ∫ q (t )dt
De forma igual a la potencia activa, el ADE7758 integra la señal de potencia reactiva a
través de la continua acumulación de la señal de potencia reactiva en los registros internos de
41bits de acumulación. Los registros de VAR horas representan los 16bits superiores de
dichos registros internos. La acumulación discreta en tiempo es igual a la integración continua
en tiempo.
Energía _ reactiva = ∫ q (t )dt = Lim
T →0
41
Tomada de [10]
{∑
∞
n=0
q (nT ) × T
}
73
Donde n es el tiempo de muestreo discreto y T es el periodo de muestreo.
La siguiente figura muestra el camino de la señal de la acumulación de energía reactiva.
El promedio de la señal de energía reactiva es continuamente agregada al registro interno de
energía reactiva; esta adición es una operación con signo, esto es, la energía negativa se resta.
El promedio de la potencia es dividido por el contenido del registro divisor de VAR antes de
ser agregado al registro de acumulación VAR hora. Cuando el valor de VARDIV[7:0] es igual
a cero o uno, la potencia reactiva es acumulada sin realizar división; VARDIV es un registro
sin signo de 8bits, útil para alargar el tiempo que existe antes de ocurrir el desbordamiento del
registro de acumulación de VAR horas.
Figura 4.2.14.4-01 – Acumulación de Energía Reactiva.42
Al igual que para la potencia activa, el tiempo mas rápido de integración ocurre cuando
los registros de ganancia VAR están definidos a máxima escala completa, por ejemplo, 0x7FF.
El tiempo que hay antes del desbordamiento puede ser escalado escribiendo en el registro
VARDIV y luego puede ser incrementado a su máximo factor de 255.
Cuando el desbordamiento ocurre, el contenido del registro de acumulación VAR horas
puede pasar a escala negativa (0x8000) y continuar incrementándose en valor cuando la
potencia reactiva es positiva; de igual forma ocurre en caso inverso.
Al escribir en el bit REHF (Bit 1) del registro de mascara, el ADE7758 puede ser
configurado para permitir interrupciones (/IRQ) cuando el bit 14 de cualquiera de los tres
42
Tomada de [10]
74
registros de acumulación VAR hora cambie, indicando que esta completamente lleno, positivo
o negativo.
Escribir el bit RSTREAD (Bit 6) del registro LCYTMODE permite la lectura con reset
para los registros de acumulación VAR hora.
4.2.14.5 Modo de Acumulación de Energía
La potencia reactiva acumulada en cada uno de los registros de VAR hora, depende de
la configuración de los bits CONSEL en el registro COMPMODE (Bits 0 y 1).
CONSEL[1,0]
AVARHR
BVARHR
CVARHR
00
VA x IA’
VB x IB
VC x IC’
01
VA x (IA’ – IB’)
0
VC x (IC’ – IB’)
10
VA x (IA’ - IB’)
0
VC x IC’
11
RESERVADO
RESERVADO
RESERVADO
Tabla 4.2.14.5-01 – Valores para los registros de Acumulación de VAR hora.43
Con IA’/IB’/IC’ las corrientes con fase cambiadas.
Los contenidos en los registros VAR hora son afectados por ambos registros de
ganancias, el de corriente y el de ganancia de VAR, de cada fase.
4.2.14.6 Frecuencia de salida de Potencia Reactiva
La pata 17 (VARCF) del ADE7758 provee una salida de frecuencia para el total de
potencia reactiva; al igual que la pata APCF, VARCF provee una señal con frecuencia
proporcional al total de potencia reactiva, siendo el ancho del pulso de VARPCF igual a
64xCLKIN si VARCFNUM y VARCFDEN son iguales y en caso de VARCFDEN ser mayor
a VARCFNUM entonces el ancho del pulso depende de VARCFDEN cumpliendo la siguiente
relación, T x VARCFDEN/2, donde T es el periodo de VARCF. Una excepción a lo anterior
ocurre cuando el periodo de VARCF es mayor a 180ms; entonces el ancho se fija a 90ms.
Un conversor de digital a frecuencia (DFC) es usado para generar el pulso VARCF de
la potencia reactiva total. Los bits TERMSEL (bit 2 a 4) del registro COMPMODE pueden ser
usados para elegir las fases a incluir en el cálculo total de potencia; siendo el calculo una
43
Tomada de [10]
75
adición con signo de dichas fases agregadas. Sin embargo, activar el SAVAR (Bit 6) en el
registro COMPMODE activa el modo de valor absoluto en el cálculo.
Si la potencia activa de la fase es positiva, ningún cambio es hecho al signo de la señal
de la potencia reactiva; sin embargo, si el signo de la señal de potencia activa es negativa en la
fase, el signo de la potencia reactiva es invertido antes de sumar y crear el pulso de salida
VARCF. Este modo debe ser usado en conjunto con el valor absoluto del modo de la potencia
activa para los pulsos de APCF.
Los efectos de activar los bits ABS y SAVAR del registro COMPMODE, son los
siguientes cuando ABS = 1 y SAVAR = 1.
Si vatios > 0 APCF = vatios y VARCF = VAR
Si vatios < 0 APCF = | vatios | y VARCF = -VAR
Figura 4.2.14.6-01 – Frecuencia de Salida de Potencia Reactiva.44
La salida del DFC es dividida por un par de registros divisores antes de ser enviada al
pulso de salida APCF; siendo necesario tener los pulsos VARCFNUM, VARCFDEN antes de
poder enviar el pulso de salida VARCF.
Es de saber que la entrada del DFC puedes ser seleccionada entere potencia reactiva
total y potencia aparente total; de esta forma, la pata de salida VARCF puede dar una
frecuencia proporcional a la potencia reactiva total o potencia aparente total, la elección es
hecha escribiendo un uno lógico en el bit VACF (Bit 7) del registro WAVMODE para obtener
la potencia aparente total o cero lógico para obtener la potencia reactiva total.
44
Tomada de [10]
76
Por último todas las demás características de operación de frecuencia son similares a
las que posee salida de potencia activa.
4.2.14.7 Modo de Acumulación de Ciclo de línea de Energía Reactiva
El modo de acumulación de ciclo de línea de energía reactiva es activado colocando un
uno lógico en el bit LVAR (Bit 1) del registro LCYCMODE, siendo la energía reactiva total
acumulada luego de un numero entero de cruces por cero; escribiéndose así, en el registro de
acumulación VAR hora luego de ser detectado dicho numero de cruces por cero por
LINECYC. La operación de este modo es similar al modo de acumulación vatios hora.
Cuando se emplea el modo de acumulación de ciclo de línea, el bit RSTREAD (Bit 6) del
registro LCYCMODE debe estar colocado en cero lógico.
4.2.15 Calculo de Potencia Aparente
La potencia aparente es definida como la amplitud del vector suma de las potencias
activa y reactiva. La siguiente figura ilustra lo que común mente se conoce como triangulo de
potencia.
Figura 4.2.15-01 – Triangulo de Potencia.45
Existen dos formas de calcular la potencia aparente, una es el acercamiento aritmético
y el otro el método vectorial; el primer método emplea el producto del voltaje y la corriente
RMS para el cálculo de la potencia aparente.
S = VRMS × IRMS
45
Tomada de [10]
(22)
77
Donde S es la potencia aparente.
El método vectorial, emplea la raíz cuadrada de la suma de la potencia activa y reactiva,
donde cada una de dichas potencias esta previamente elevada al cuadrado.
S = P2 + Q2
(23)
Para un sistema puramente sinusoidal, ambos procedimientos llevan al mismo
resultado. El calculo de energía aparente realizado por el ADE7758 es el acercamiento
aritmético; aunque, el modo de acumulación de ciclo de energía sobre tiempo síncrono en el
ADE7758 permite implementar el método vectorial en un MCU externo.
La potencia aparente siempre será positiva, sin importar el flujo de la dirección de la
energía activa y reactiva. Los valores RMS de corriente y voltaje en cada fase son
multiplicados para producir la potencia aparente de su correspondiente fase, luego este valor
es pasado por un LPF para obtener el promedio de energía aparente; siendo la respuesta en
frecuencia del LPF similar a la que da el LPF2 del cálculo del promedio de potencia activa.
4.2.15.1 Calibración de Ganancia de Potencia Aparente
El promedio de la potencia activa resulta de la salida del filtro LPF en cada fase, la cual
puede ser escalada en +50% escribiendo en el registro VAGAIN (AVAG, BVAG, CVAG),
este registro de complemento a dos con signo y tiene una resolución de 0,024%/LSB, su
función se expresa a continuación:
 registroVAGAIN 
promedio _ de _ potencia _ aparente = salidaLPF 2 × 1 +

212


La salida es escalable a -50% cuando el contenido del registro de ganancia de vatios se
le escribe 0x800, y la salida es aumentada en +50% cuando se escribe 0x7FF; siendo este
registro empleado para calibrar el calculo de potencia aparente en cada fase.
4.2.15.2 Calculo de Energía Aparente
La energía aparente esta definida como la integral de la potencia aparente:
Energia _ aparente = ∫ S (t )dt
(24)
De forma igual a la potencia activa y reactiva, el ADE7758 integra la señal de potencia
aparente a través de la continua acumulación de la señal de potencia reactiva en los registros
78
internos de 40bits de acumulación. Los registros de VA horas (AVAHR, BVAHR, y CVAHR)
representan los 16bits superiores de dichos registros internos. La acumulación discreta en
tiempo es igual a la integración continua en tiempo.
Energía _ aparente = ∫ S (t )dt = Lim
T →0
{∑
∞
n=0
S (nT ) × T
}
(25)
Donde n es el tiempo de muestreo discreto y T es el periodo de muestreo.
La siguiente figura muestra el camino de la señal de acumulación de energía aparente.
El promedio de la señal de energía reactiva es continuamente agregada al registro interno de
energía reactiva. El promedio de la potencia es dividido por le contenido del registro divisor
de VA antes de ser agregado al registro de acumulación VA hora. Cuando el valor de
VADIV[7:0] es igual a cero o uno, la potencia reactiva es acumulada sin realizar división;
VADIV es un registro sin signo de 8bits, útil para alargar el tiempo que existe antes de ocurrir
el desbordamiento del registro de acumulación de VA horas.
Figura 4.2.15.2-01 – Acumulación de Energía Aparente.46
Al igual que para la potencia activa, el tiempo mas rápido de integración ocurre cuando
los registros de ganancia VAGAIN están definidos a máxima escala completa, por ejemplo,
0x7FF. Cuando el desbordamiento ocurre, el contenido del registro de acumulación VA horas
puede pasar a escala negativa (0x8000) y continuar incrementándose en valor cuando la
potencia aparente es positiva; de igual forma ocurre en caso inverso. Al escribir en el bit
VAEHF (Bit 2) del registro de mascara, el ADE7758 puede ser configurado para permitir
46
Tomada de [10]
79
interrupciones (/IRQ) cuando el bit 14 de cualquiera de los tres registros de acumulación VA
hora cambie, indicando que esta completamente lleno.
Escribir el bit RSTREAD (Bit 6) del registro LCYTMODE permite la lectura con reset
para los registros de acumulación VA hora.
4.2.15.3 Modo de Acumulación de Energía
La potencia aparente acumulada en cada uno de los registros de VA hora, depende de
la configuración de los bits CONSEL en el registro COMPMODE (Bits 0 y 1).
CONSEL[1,0]
AVAHR
BVAHR
CVAHR
00
VARMS x IARMS
VBRMS x IBRMS
VCRMS x
ICRMS
01
VARMS x IARMS
10
VARMS x IARMS
VARMS + VCRMS
× IBRMS
2
VCRMS x
VBRMS x IBRMS
VCRMS x
ICRMS
ICRMS
11
RESERVADO
RESERVADO
RESERVADO
Tabla 4.2.15.3-01 – Valores para los registros de Acumulación de VA hora.47
Con VARMS/VBRMS/VCRMS los voltajes RMS al igual que las XIRMS.
Los contenidos en los registros VA hora son afectados por ambos registros de
ganancias, el de corriente y el de ganancia de VRMSGAIN, como también del registro
VAGAIN de cada fase. IAGAIN no debe ser usada cuando se emplea CONSEL en modo,
COMPMODE[0:1].
4.2.15.4 Frecuencia de salida de Potencia Aparente
La pata 17 (VARCF) del ADE7758 puede dar un pulso de salida con frecuencia
proporcional a la potencia aparente medida al colocar en uno lógico el bit VACF (Bit 7) del
registro WAVMODE.
47
Tomada de [10]
80
Un conversor de digital a frecuencia (DFC) es usado para generar el pulso VARCF de
la potencia aparente total. Los bits TERMSEL (bit 2 a 4) del registro COMPMODE pueden
ser usados para elegir las fases a incluir en el cálculo total de potencia; siendo el cálculo una
adición con signo de dichas fases agregadas; para mayores características revisar sección
4.2.14.6.
4.2.15.5 Modo de Acumulación de Ciclo de línea de Energía Aparente
El modo de acumulación de ciclo de línea de energía aparente esta en activo cuando se
escribe uno lógico en el bit LVA (Bit 2) del registro LCYCMODE, siendo la energía reactiva
total acumulada luego de un numero entero de cruces por cero cuando se escribe en el registro
de acumulación VA hora luego de ser detectado dicho numero de cruces por cero por
LINECYC. La operación de este modo es similar al modo de acumulación vatios hora.
Cuando se emplea el modo de acumulación de ciclo de línea, el bit RSTREAD (Bit 6) del
registro LCYCMODE debe estar colocado en cero lógico.
Este modo es especialmente útil si se desea comprobar el calculo a través del método
vectorial y se logra activando los bits LWATT y LVAR (Bits 0 y 1) del registro LCYCMODE,
haciendo que las energías activa y reactivas sean acumuladas sobre el mismo periodo de
tiempo; de esta forma un MCU externo puede llevar a cabo los cálculos necesarios.
4.2.16 Escalamiento de Registros de Energía
El ADE7758 provee medidas de energías activa, reactiva y aparente que usan
diferentes caminos de señal y filtros para cálculo. La diferencia en los caminos de datos puede
resultar en diferentes medidas de LSB entre los registros de acumulación de energías. Estas
medidas están internamente compensadas y así el escalamiento es prácticamente uno a uno;
estas relaciones se observan en la siguiente tabla.
81
A Frecuencia de 60Hz
A Frecuencia de 50Hz
Integrador Apagado
VAR = 1,004 x Vatios
VAR = 1,0054 x Vatios
VA = 1,00058 x Vatios
VA = 1,0085 x Vatios
Integrador Encendido
VAR = 1,0059 x Vatios
VAR = 1,0064 x Vatios
VA = 1,00058 x Vatios
VA = 1,00845 x Vatios
Tabla 4.2.16-01 – Escalamiento de registros de Energía.48
4.2.17 Modo de Muestreo de forma de Onda
El muestreo de las formas de onda de corriente y voltaje, así como también de la
potencia activa, reactiva y aparente, pueden ser dirigidas por el registro WAVEFORM al
emplear los bits WAVESEL[2:0] (Bits del2 AL 4) en el registro WAVMODE. La fase en la
cual las muestras están siendo dirigidas es escogida escribiendo los bits PHSEL[1:0] (Bits 0 y
1) del registro WAVMODE. Todos los cálculos permanecen sin interrupción durante el
muestreo de forma de onda. Cuatro tasas de muestreo pueden ser escogidas usando los bits 5 y
6 del registro WAVMODE (DTRT[1:0]), 26,0kSPS, 13,0kSPS, 6,5kSPS y 3,3kSPS.
Activando el bit WSMP en el registro de mascara de interrupción, la salida de
interrupción /IRQ va a activo bajo cada vez que una muestra esta disponible. Los 24bits de
muestreo de forma de onda son transferidos del ADE7758 en un byte (8bits) a la vez y el byte
más significativo es el enviado primero.
Mayor información consultar [11].
4.2.18 Interfaz serial, SPI
Los ADE7758 tienen una interfaz SPI y esta compuesta por cuatro señales: SCLK,
DIN, DOUT, y /CS. El reloj serial empleado para la transmisión de datos es aplicado a la
entrada SCLK; esta entrada lógica tiene una estructura de entrada Schmitt Trigger que permite
el uso de lentos flancos de subida (y caída) de reloj. Todas las transferencias de datos están
sincronizadas a este reloj serial; mientras los datos son pasados a través de la entrada lógica
48
Tomada de [10]
82
DIN cada flanco de bajada del SCLK y los datos leídos son enviados por el pin DOUT cada
flanco de subida del SCLK.
La entrada lógica /CS se usa cuando varios dispositivos comparten el mismo bus de
transmisión serial. Un flanco de bajada en /CS también restablece la interfaz serial y coloca en
modo de comunicación al ADE7758.
La entrada /CS debe mantenerse en bajo para permitir la transmisión de datos; esto es,
colocar la entrada /CS en alto durante una transmisión de datos aborta y pone el bus serial en
un estado de alta impedancia. La entrada /CS puede colocarse en bajo si el ADE7758 es el
único dispositivo en el bus de serial.
Sin embargo, con el /CS colocado en bajo, todas las transferencias comenzadas deben
completarse totalmente. El LSB de cada registro debe transferirse porque no hay ninguna otra
manera de devolver el ADE7758 al modo de comunicaciones sin el restablecimiento entero
del dispositivo; lo cual solo se logra, realizando un restablecimiento (reset) usando el bit 6 del
registro OPMODE[7:0], dirección 0x13.
La funcionalidad de los ADE7758 es accesible vía varios registros en el integrado (leer
referencia [11]); sus contenidos pueden actualizarse o leerse usando la interfaz serial; como ya
se menciono, después de un flanco de bajada en el pin /CS, los ADE7758 se ponen en modo
de comunicaciones; en modo de comunicaciones los ADE7758 esperan que la primera
comunicación sea un escritura al registro de comunicaciones interno. Los datos escritos al
registro de comunicaciones contienen la dirección y especifica la próxima data a ser
transferida para ser leída o escrita. Por consiguiente, todos las transferencias de datos con los
ADE7758, sea una lectura o un escritura, debe empezar con un escritura al registro de
comunicaciones.
El registro de comunicaciones es un registro de 8bits de sólo escritura. El bit más
significativo determina si los próximos datos a transferir (Bytes) son de lectura o escritura y
los siete LSB contienen la dirección del registro a ser accedido.
Las figuras 4.2.18-01 y 4.2.19-02muestran la secuencia de transferencia de datos para una
lectura y escritura, respectivamente.
83
Figura 4.2.18-01 – Lectura de datos por la interfaz serial.49
Figura 4.2.18 -02 – Escritura de datos por la interfaz serial.50
Cuando una transferencia de datos (lectura o escritura) esta completa, los ADE7758
entran una vez más en el modo de comunicaciones, es decir, la próxima instrucción seguida
debe ser un escritura al registro de comunicaciones; siendo una transferencia completada
cuando el LSB del ADE7758 (para un escritura o lectura) se transfiere desde o hacia el
ADE7758.
4.3 Módulo de desarrollo con Microcontrolador PIC 18F452:
El módulo de desarrollo permite ejecutar en el microcontrolador PIC18F452 un
programa en específico; el cual es transmitido a través de su conector RJ45 (conector de ICD),
mientras que con los puertos de conexión que posee, el microcontrolador puede interactuar y
manejar diferentes dispositivos externos. Siendo simultáneamente posible observar en un
computador la simulación de la ejecución del programa que esta ejecutándose en el
microcontrolador.
49
50
Tomada de [10]
Tomada de [10]
84
Figura 4.3-01 – Módulo de desarrollo con Microcontrolador PIC 18F452.
Algunas de sus especificaciones:
•
Microcontrolador PIC18F452, algunas de sus características:
Flash interna programable de 32Kbytes.
SRAM 1536 bytes.
EEPROM 256 bytes.
Un puerto de comunicación serial.
Niveles de prioridad para las interrupciones.
Instrucciones de 16bits. Data path de 8bits.
Reloj/oscilador con entrada PLL activo de 4-10MHz.
Reloj/oscilador con entrada DC de 40MHz.
Modulo de Puerto Maestro Síncrono Serial (MSSP), con dos modos de operación:
o SPI de tres cables (soporte para 4 tipos de SPI).
o I2C Modo Maestro y Esclavo.
•
Puerto de conexión RJ45 para tener acceso al ICD (In-Circuit Debugger).
•
Puerto de conexiones, disponible para todos los pines del microcontrolador a utilizarse con
dispositivos externos.
•
Conector para UART.
Algunas características generales de la variedad que conforma la familia de PIC LF4XX2
se muestran en la Tabla 4.3-01.
85
Características
PIC18F242
PIC18F252
PIC18F442
PIC18F452
Frecuencia de Operación
DC- 40MHz
DC- 40MHz
DC- 40MHz
DC- 40MHz
Memoria Programable
16k
32k
16k
32k
8192
16384
8192
16384
Memoria de Datos (Bytes)
768
1536
768
1536
Memoria de Datos
256
256
256
256
Fuentes de Interrupción
17
17
18
18
Puertos E/S
A, B, C
A, B, C
A, B, C, D, E
A, B, C, D, E
Cronómetros
4
4
4
4
Captura/Comparación/Mód
2
2
2
2
MSSP,
MSSP,
MSSP,
MSSP,
USART
USART
USART
USART
direccionable
direccionable
direccionable
direccionable
Comunicación Paralelo
---
---
PSP
PSP
Módulo de análogo a
5 Canales de 5 Canales de 8 Canales de 8 Canales de
digital de 10bits
entrada
entrada
entrada
entrada
RESETS (y retardos)
POR, BOR,
POR, BOR,
POR, BOR,
POR, BOR,
(Bytes)
Memoria Programable
(Instrucciones)
EEPROM (Bytes)
ulos PWM
Comunicación Serial
RESET
Detección de bajo voltaje
por RESET
por RESET
por RESET
instrucción,
instrucción,
instrucción,
instrucción,
Pila llena,
Pila llena,
Pila llena,
Pila llena,
Pila vacía.
Pila vacía.
Pila vacía.
Pila vacía.
(PWER,
(PWER,
(PWER,
(PWER,
OST)
OST)
OST)
OST)
Si
Si
Si
Si
Si
Si
Si
Si
programable
Programable ante reinicio
por fallo de alimentación
por
86
Cantidad de Instrucciones
75
75
75
75
Empacado
28pin DIP
28pin DIP
28pin DIP
28pin DIP
28pin SOIC
28pin SOIC
28pin SOIC
28pin SOIC
Tabla 4.3-01 – Características Generales de PIC 18FXX2
Como se indica desde un principio, el microcontrolador empleado es el 18F452, debido
a presentar las características necesarias para cumplir los parámetros especificados al
momento de realizar el proyecto, y también debido a que es uno de los componentes
empleados por la empresa Seebeck Instrumentación y Control C.A.
4.4 ICD, In-Circuit Debugger
Este módulo tiene como finalidad de transmitir a la memoria de instrucciones interna
del microcontrolador (18F452) el programa realizado en el ordenador; conectando dicho
ordenador por un puerto USB al módulo de desarrollo vía RJ45. Este dispositivo también
permite observar la simulación del programa mientras se encuentra funcionando en el
microcontrolador, simultáneamente a la ejecución del mismo y su interacción con otros
dispositivos.
Figura 4.4-01 – ICD. a) ICDS40, conexión vía RS232 b) ICDU40, conexión vía USB
ICD provee una solución de aplicación para el fácil manejo de los PIC16Fxx y
PIC18Fxx PIC® MCUs de Microchip que soportan pruebas de ejecución de código y también
cuenta con programación serial en-circuito (ICSP) con soporte para todos los chips con
memoria flash.
CAPITULO V: METODOLOGÍA DE DESARROLLO
El desarrollo del proyecto de pasantía se llevo a término pasando por cada una de estas
etapas, donde poco a poco se pudo estructurar el proyecto y así lograr su implementación;
dichas etapas fueron:
5.1 Investigación.
Esta primera etapa duró aproximadamente siete semanas y estuvo completamente
enfocada a la búsqueda del diseño de un circuito capaz de tomar la información de la línea y
dejarla completamente disponible para poder manejarla por medio de algún dispositivo de
lógica digital; esto debido a que en principio se pensó llevar a cabo el diseño de tal circuito,
pero en la búsqueda se encontró que ya existían circuitos integrados capaz de realizar el
acondicionamiento de señal; de esta forma la empresa considero por cuestiones de costo y
tiempo implementar un dispositivo que resumiera en si toda la creación de dicho circuito.
Se busco también la información necesaria para poder escoger el transformador más
adecuado a fin de ser usado como elemento de medición; a parte, se investigaron también los
términos y conceptos necesarios para poder realizar más adelante la implementación de los
protocolos de comunicación.
Finalmente, se realizó la primera aproximación a las diferentes herramientas de trabajo,
hardware y software de programación, por medio del estudio de los manuales
correspondientes a cada instrumento y la realización de una serie de ejercicios básicos,
mediante los cuales se conocieron los alcances, ventajas y forma de uso de cada herramienta.
5.2 Planteamiento de diseño a emplear para la realización del dispositivo.
En esta etapa se procedió al estudio y modificación de los diseños conseguidos en la
fase de investigación y duro aproximadamente dos semanas.
5.3 Implementación y montaje de prototipo.
La implementación del dispositivo duro aproximadamente cinco semanas, esto debido
a la ausencia del componente medidor de línea que en un principio se había decidido emplear
y que luego seria cambiado por otro integrado, pero por el cual también se debió esperar la
88
llegada; en cuanto al cambio de diseño planteado para el hardware a usar igualmente se
tomaron dos semanas y estuvieron contenidas en la espera del nuevo dispositivo.
5.4 Pruebas de uso.
Para este momento se realizaron medidas sobre cargas controladas y se verifico el
funcionamiento óptimo del dispositivo; en un primer momento dichas pruebas se realizaron
con un circuito básico de prueba hecho con un HC08 y una pantalla LCD. Luego de realizar
esta primera aproximación al integrado medidor de energía se procedió a emplear el
dispositivo definitivo para controlar la lógica asociada al manejo de la medición de energía y
por ultimo se llevaron a cabo las pruebas de comunicación con el protocolo MODBUS. Todo
esto ocupo un tiempo de seis semanas.
5.5 Documentación.
En esta última etapa se realizó la documentación para la empresa del prototipo
desarrollado, tomando en cuenta todo lo referente a las características y pasos de diseño,
documentación de códigos fuentes; y finalmente la realización del libro de la pasantía; todo
esto ocupo un estimado de seis semanas.
5.6 Finalización del Proyecto.
Como se observa, en el punto 5.4 no se menciona la realización de un servidor web
capaz de hacer disponible en una red local los valores que tomados en tiempo real por el
dispositivo; debido a esto, se tomaron seis semanas más para así poder cumplir con los
objetivos planteados en un principio, que fueron omitidos por errores en las estimaciones de
alcance del proyecto.
CAPITULO VI: MEDIDOR DE CONSUMO DE ENERGIA ELECTRICA
6.1 Arquitectura de Diseño del Dispositivo
A continuación se presentan los diagramas de bloque que resumen la estructura del
Dispositivo Medidor de Energía Eléctrica.
Figura 6.1-01 – Diagrama de bloques, identificación de Equipos
Figura 6.1-02 – Diagrama de bloques, identificación de Etapas
Figura 6.1-03 – Diagrama de bloques, identificación de Software
90
Figura 6.1-04 – Diagrama de bloques, identificación de Software
En un primer instante es necesario emplear un transductor o transformador de corriente,
para la implementación del equipo, el transformador de corriente a emplear será el TU30500/5; aun cuando para el prototipo de prueba el transformador de corriente empleado fue una
pinza con las mismas características del TU 30-500/5.
La medida de voltaje se toma por un circuito sencillo, que consiste de un divisor de
tensión, una red de atenuación diseñada tal que la frecuencia de corte (frecuencia de 3db)
coincide con la del filtro anti-aliasing en los canales de entrada de corriente; esto es importante
porque si estos parámetros no coinciden habrán grandes errores a factores de potencia bajos
(leer sección 3.6). Para el montaje comercial del dispositivo se planea usar un transformador
de voltaje con una red de atenuación, para aislar el circuito total.
Implementado el circuito propuesto en el manual técnico del ADE7758 que se muestra
en la figura 6.1-01, se procede a conectar dicho integrado al dispositivo encargado de manejar
la información que este toma de la línea; se conecta el PIC 18F452 por los puertos SPI como
se indica en la figura 5.1-02 dejando disponible la conexión serial para poder comunicarse a
un PC, donde se encuentra la interfaz con el usuario, servidor web y/o MODSCAN.
91
Figura 6.1-05 – Conexiones ADE7758.51
Como se ha podido observar en las secciones anteriores, se posee una visión modular
de los diversos aspectos que conforman este medidor; este punto sirve para armar los
eslabones en la cadena y hacer posible el funcionamiento estructural que posee el prototipo
desarrollado.
En un mismo orden de ideas luego de poseer el hardware perfectamente conectado; es
necesario desarrollar un código que permita al microcontrolador empleado manejar la
comunicación tanto interna, con el ADE7758, como externa con el ordenador. En el PIC
18F452 se implemento un código capaz de hacer la configuración del ADE7758, también se
implemento un código de interrupciones capaz de pasado un tiempo, fijado en uno de sus
relojes temporizadores, pedir información al ADE7758 y almacenarla en una serie de registros
ordenados dentro del PIC18F452.
El tiempo fijado en el PIC 18F452 para tomar valores almacenados en los registros del
ADE7758 es 12/CLKIN (1,2µ, con CLKIN igual a 10MHz) segundos, debido a que este es el
51
Modificado de [10]
92
tiempo en el cual tanto los registros de voltaje como de corriente RMS son refrescados y es un
tiempo 500k veces menor al tiempo de overflow de los registros de potencia, al haber fijado
dicho limite a 0,52 segundos; pero el tomar los valores antes de ocurrir el desbordamiento no
es suficiente, también es necesario configurar en el registro LCYCMODE el bit 6
(RSTREAD) en uno lógico para que cada vez que se haga una lectura, los registros observados
sean colocados en cero (revisar Capitulo IV). Siendo tarea del PIC 18F452 llevar el
acumulado de los valores medidos que lo necesiten (potencias) y el almacenamiento ordenado
de todas las medidas, que como bien se sabe son las potencias activas, reactivas y aparentes,
más los voltajes RMS y corrientes RMS, la frecuencia, y el factor de potencia para cada fase,
requeridas externamente por el protocolo MODBUS RTU.
Tabla de componentes empleados en el montaje del ADE7758.
Componente
Valor
Descripción
R1 - R6
1KΩ, 5%, ¼W
Resistencia común
RB1, RB2, RB3
10Ω, 5%, ¼W
Resistencia común
R7 - R9
1MΩ, 5%, ¼W
Resistencia común
R10 - R13
1kΩ, 0.1%, ¼W
Resistencia común
C1-C10
33nF, 10%, 50 volt
Capacitor
C11 - C12
10uF, 16V, 10%
Capacitor de Tantalium
C13 - C14
100nF, 25V, 10%
Capacitor Cerámico
Oscilador
10 MHz
M1245 OSCILADOR
Tabla 6.1-01 – Componentes empleados en montaje de ADE7758
6.2 Calibración del ADE7758
En primer lugar es necesario, luego de realizado el montaje del prototipo medidor de
energía eléctrica, llevar a cabo la calibración del ADE7758; dicha calibración puede ser
llevada a cabo empleando dos métodos, el primero consiste en emplear las salidas de
frecuencia APCF y VARCF; y la segunda consiste en emplear el modo de acumulación de
ciclo de línea (mayores referencias consultar Capitulo IV).
93
Ahora bien, al momento de realizar la calibración el método empleado fue el de
calibración utilizando los pulsos de salida de frecuencia, APCF y VARCF.
La siguiente figura muestras un flujo grama de cómo se deben calibrar los ADE7758
usando las salidas de pulso; debido a que las salidas de pulso son proporcionales a la energía
total en las tres fases, cada fase debe ser calibrada individualmente. Cambiar los registros a
escribir es rápido según sea la fase a calibrar, por consiguiente la figura 6.1-01 muestra un
método que calibra todas las fases a una condición de prueba fija antes de cambiar tanto la
condición de la prueba como la medida a calibrar.
Figura 6.1-01 – Flujo grama de Orden de Calibración.52
52
Tomada de [10]
94
6.2.1 Calibración de Ganancia Empleando Pulso de Salida
Este método de calibración es empleado para el ajuste de ganancia usando un medidor
como referencia, comparando con los pulsos de salida APCF y VARCF, y así determinar las
constantes vatios hora/LSB (Wh/LSB), VAR hora/LSB (VARh/LSB) y VA/LSB, para poder
tener disponibles los valores de potencia activa, reactiva y aparente del sistema. Los registros
empleados para la calibración de ganancia de vatios son el CFNUM(0x45), CFDEN(0x46) y
los correspondientes a cada fase xWG (0x2A a 0x2C), donde “x” será la fase A, B o C; los
registros para calibrar la ganancia de la potencia reactiva (VAR) son VARCNUM (0x47),
VARCFDEN (0x48) Y xVARG (0x2D a 0x2F); y para la ganancia de potencia aparente
(VAGAIN) los registros son VARCNUM (0x47), VARCFDEN (0x48) Y xVAG (0x30 a
0x32), y se cambian en las ecuaciones 6 a la 8 según sea el cálculo que se este realizando.
La calibración de APCF y VARCF se realiza siguiendo una serie de pasos, en primer
lugar se calibra la potencia Activa y Reactiva; y por ultimo la potencia Aparente. Las
ecuaciones empleadas son las mismas y solo cambiaran los registros, nombrados en el párrafo
anterior, correspondientes a cada salida de pulso de frecuencia.
A continuación se presenta un flujo grama con los pasos que están explicados a
continuación.
95
Figura 6.2.1-01 – Calibración de Ganancia.53
Primer Paso: Se activan las salidas de los pulsos APCF y VARCF, colocando en cero lógico
el bit dos del registro OPMODE (0x13).
Como se sabe el pulso de salida VARCF comparte dos potencias, la reactiva y aparente,
de esta forma la dirección WAVMODE[7] (0x15) debe ser escrita con uno lógico para escoger
la potencia aparente (VA) o cero lógico para escoger la potencia reactiva (VAR); por defecto
la salida de VARCF es de potencia reactiva.
53
Tomada de [10]
96
Segundo Paso: Escribir los tres registros de ganancia de potencias para las tres fases en cero
lógico; dichos registros son xWG, xVARG, y xVAG, donde x será su fase correspondiente.
Tercer Paso: Para llevar a cabo la calibración fase por fase del dispositivo es necesario
desactivar las contribuciones de potencia que dan las otras fases; esto se logra escribiendo los
bits TERMSEL[2:4] del registro COMPMODE (0x16) (escribir un uno lógico activa una fase
y escribir un cero lógico desactiva una fase).
Cuarto Paso: Se escriben los valores calculados de APCFNUM (0x45) y APCFDEN (0x46)
para tener el primer pulso de salida a medir en el puerto APCF. Para el caso de VAR y VA, se
escriben los valores calculados en VARCFNUM (0x47) y VARCFDEN (0x48). Las
frecuencias de los pulsos de salida, a escala completa en las entradas, deben ser
aproximadamente 16kHz.
Para calcular los valores de APCFNUM y APCFDEN, se emplean las siguientes
formulas:
APCFNOMINAL = 16 KHz ×
APCFESPERADO =
V NOMINAL I P
×
V EC
I EC
(1)
MC × VNOMINAL × I P
× cos(θ )
1000 × 3600
 APCFNOMINAL
APCFDEN = INT 
 APCFESPERADO



(2)
(3)
Donde MC es la constante del medidor, IP es la corriente de prueba, VNOMINAL, es
el voltaje nominal que se lee en la línea con el medidor, el VEC y IEC son los valores que
corresponden a las cantidades que mide el ADC del ADE7758 a escala completa.; θ es el
ángulo entre el canal de corriente y el canal de voltaje y el APCFESPERADO es equivalente a
la referencia del medidor en condiciones de prueba.
Las ecuaciones para VARCNUM y VARCFDEN para la calibración de VAR son las
mismas a excepción de:
VARCFESPERADO =
MC × VNOMINAL × I P
× sen(θ )
1000 × 3600
(4)
97
Quinto Paso: Se coloca el sistema prototipo a corriente de prueba y voltaje nominal, con
factor de potencia igual a cero en este paso. VAGAIN y WGAIN pueden ser calibrados al
mismo tiempo pero al hacer esto es necesario calibrar primero el offset del voltaje y la
corriente RMS (Ver sección 4.2 de Fundamentos Teóricos).
Sexto Paso: Medir el error de pulso de salida, según el medidor de referencia.
error % =
APCF − APCFESPERADO
× 100
APCFESPERADO
(5)
Séptimo Paso: Sabiendo por la teoría suministrada en el capitulo cuatro que un LSB cambia
en estos registros de 12bits en 0,0244%, manteniéndose igual tanto para los registros APCF
como para VARCF, se calculan los registros de ganancia.
APCFESPERADO = APCFNOMINAL ×
APCFNUM [11 : 0] 
xWG[11 : 0] 
× 1 +

212
APCFDEN [11 : 0] 

xWG = −
error %
0,0244
(6)
(7)
La ecuación 6 sirve para verificar que los valores xWG calculados sean las apropiados;
en caso de no serlo, se puede despejar el valor de CFDEN con la finalidad de buscar un valor
más aproximado, ya que en principio se asume que será igual al valor conseguido para
CFNUM.
Cuando el APCF esta calibrado, los registros xWATTHR tienen el mismo Wh/LSB del
medidor de referencia que se emplee si las constantes CFNUM y CFDEN mantienen los
mismos valores. Siendo el factor Wh/LSB:
Wh
=
LSB
1
MC APCFNUM 1
4×
×
×
1000 APCFDEN WDIV
(8)
Octavo Paso: al tener calibrado tanto APCF o VARCF de una fase se regresa al paso dos para
seguir con la siguiente fase a fin de calibrar las seis posibles potencias (activa, aparente).
Cuando finalmente están calibradas todas las Potencias activas y aparente se regresa al tercer
paso y se procede a calibrar la ganancia de la Potencia Reactiva.
98
Siguiendo los pasos anteriores se realizo la calibración del ADE7758 empleando la
herramienta MODSCAN para comunicarse con el PIC 18F452 el cual se comunico vía SPI
con el ADE7758 y se realizo la calibración y prueba en vivo del prototipo medidor de energía
eléctrica.
Empleando una carga resistiva y un multímetro de uso común se establecieron los
siguientes parámetros para el cálculo de la Potencia Activa.
Itest [A]
VNOMINAL [V]
IEC [A]
VEC [V]
MC
F. de Pot.
FREC.
5
120
130
500
3200
1
60
Tabla 6.2.1-01 – Parámetros empleados Potencia Activa.
Se hicieron los cálculos y se escribió en los registros correspondientes según los pasos
descritos anteriormente y usando las ecuaciones 1, 2, 3, 5 y 6 se obtuvieron los siguientes
resultados en una la fase A.
Se observo en APCF una frecuencia de 0,50Hz.
APCFNOMINAL
APCFESPERADO
[Hz]
[Hz]
[d]
[d]
0,14K
0,53
264
264
APCFDEN APCFNUM
error%
xWG[d]
-5,6%
+230
Tabla 6.2.1-02 – Parámetros Obtenidos para Pot. Activa en la fase A.
Luego el Wh/LSB resultante fue: 69,4E-3Wh/LSB.
Siendo el valor obtenido para los xWG, empleando la ecuación 7, igual a 0X0E6.
Es importante apuntar que el valor de WDIV no se modifico y se dejo en cero, lo cual
hace que el valor a guardar en el registro de acumulación de potencia activa no sea dividido,
por esta constante adicional, sino almacenado directamente.
99
Para el cálculo de Potencia Aparente se empleo nuevamente la misma carga resistiva,
con el fin de tener un factor de potencia unitario; se usaron los siguientes parámetros de
prueba para esta calibración.
IP [A]
VNOMINAL [V]
IEC [A]
VEC [V]
MC
F. de Pot.
FREC.
5
120
130
500
3200
0,5
60
Tabla 6.2.1-03 – Parámetros empleados VA.
Se observaron los siguientes resultados:
Se observo en VARCF una frecuencia de 0,50Hz.
VARPCFNOMINAL
VARCFESPERADO
[Hz]
[Hz]
0,14K
0,53
VARCFDEN
VARCNUM
%Error
AVARG[d]
264
264
-5,6%
+230
Tabla 6.2.1-04 – Parámetros Obtenidos para Pot. Aparente en la fase A.
Como se observa el error es muy pequeño de esta forma se mantuvieron estos mismos
valores y se tomo de esta forma la potencia aparente para la fase calibrada.
Luego el Wh/LSB resultante fue: 69,4E-3Wh/LSB.
Siendo el valor obtenido para los xWG, empleando la ecuación 7, igual a 0x0E6.
Al igual que para la medida anterior el valor de WDIV no se modifico y se dejo en cero.
Teniendo calibrada la potencia activa y aparente de cada una de las fases, se procede a
medir la potencia reactiva. En este punto es importante acotar, que al tener calibradas las dos
potencias, Activa y Reactiva a través de cálculos aritméticos es posible obtener el factor de
potencia. Dicha expresión numérica es implementada en el PIC18452 que es quien se
encargara de calcular el factor de potencia (leer Capitulo VII) para tenerlo disponible cuando
el usuario desee conocerlo.
Agregando una carga inductiva para poder calibrar la potencia reactiva; se emplea un
motor buscando conseguir un factor de potencia de cero, al usar el medidor de referencia. Se
emplean los siguientes parámetros.
100
IP [A]
VNOMINAL [V]
IEC [A]
VEC [V]
MC
F. de Pot.
FREC.
4
120
130
500
3200
0
60
Tabla 6.2.1-05 – Parámetros empleados VAR.
Se hicieron los cálculos y se escribió en los registros correspondientes según los pasos
descritos anteriormente y usando las ecuaciones 1, 3, 4, 5, 6 Y 7 se obtuvieron los siguientes
resultados en una las tres fases.
Se observo en VARCF una frecuencia de 0,39Hz.
VARCFNOMINAL
VARCFESPERADO
VARCFDEN VARCFNUM
[Hz]
[Hz]
[d]
[d]
0,14k
0,426
328
328
error%
AVARG[d]
-8,45%
+346
Tabla 6.2.1-06 – Parámetros Obtenidos para Pot. Reactiva en la fase A.
Luego el Wh/LSB resultante fue: 69,4E-3Wh/LSB.
Siendo el valor obtenido para los xVARG, empleando la ecuación 7, igual a 0x15A.
Al igual que para la medida anterior el valor de WDIV no se modifico y se dejo en cero.
6.2.2 Calibración de Fase Empleando Pulso de Salida
Como ya se menciono en el cuarto capitulo, el ADE7758 incluye un registro de
calibración para compensar pequeños errores de fase; debido a que los errores grandes de fase
deben ser arreglados modificando el filtro anti-aliasing a la entrada, pequeños errores de
adelanto o retardo pueden ser corregidos empleando los registros xPHCAL, donde x es la fase
a la cual corresponde el registro (A, B, C).
Para llevar a cabo la corrección de este error se procede de la siguiente forma:
101
Figura 6.2.2-01 – Calibración de Fase.54
Primer Paso: Se realiza los pasos uno y tres de la calibración de ganancia, hecha en la sección
anterior.
Segundo Paso: Se fijan los valores de IP y VNOMINAL, fijando el factor de potencia a 0,5 con
una carga controlada.
Tercer Paso: Se calcula el porcentaje de error en el pulso de salida APCF, empleando la
ecuación 7.
Cuarto Paso: Se calcula el error de fase en grados usando la siguiente ecuación:
 error % 
Error _ de _ fase(º ) = − Arcsen

 100 × 3 
(9)
Quinto Paso: Se calcula el valor para los registros xPHCAL, donde “x” es la fase
correspondiente (fase A, B o C).
54
Tomada de [10]
102
En caso de conocerse el periodo de la línea a medir, se puede emplear el valor
disponible en el registro FREQ (0x10); la siguiente ecuación determina el valor necesario para
escribir en el registro xPHCAL usando el registro de medida de periodo. El valor 1,2µs se
cambia en caso de error de fase positivo por 2,4µs; en caso de ser errores de fase negativa se
deja intacto.
 % Error  9,6µs FREQ[11 : 0]
xPHCAL = Arcsen
×
×
360º
 100 × 3  1,2µs
(10)
Ahora bien, como se dijo en la sección anterior, solo se mostraran los valores para una
de las frecuencias de las fases. Agregando la misma carga inductiva que se empleo para poder
calibrar la potencia reactiva y unos cuantos capacitores. Se emplean los siguientes parámetros.
IP [A]
VNOMINAL [V]
IEC [A]
VEC [V]
MC
F. de Pot.
FREC.
5
120
130
500
3200
0,5
60
Tabla 6.2.2-01 – Parámetros empleados para VAR.
Se observo que FREQ tenía un valor decimal de 1738d y empleando las ecuaciones 5,
9 y 10 se produjeron los siguientes resultados:
%Error/100
Error de fase en grados
APHCAL
56,1E-3
-32,3E-3
1
Tabla 6.2.2-02 – Parámetros Obtenidos para la fase A.
Escribiéndose en el registro APHCAL 0x01.
Como se observa el error de fase en grados es pequeño y negativo lo cual obligo a
emplear el valor de 1,2µs en vez de 2,4µs en la ecuación (10) de cálculo del registro APHCAL.
6.2.3 Calibración de Offset de Potencia Empleando Pulso de Salida
La calibración del offset de potencia se hace cerca de la corriente mínima donde la
máxima exactitud es requerida. Los ADE7758 tienen registros para compensar offsets en las
potencias activas y reactivas (xWATTOS y xVAROS). Los offsets en las medidas de potencia
103
aparente son compensados ajustando los registros RMS (ver sección calibración de Offset
IRMS y VRMS). La figura 6.2.3-01 muestras los pasos para calibrar los offset de potencia
empleando pulso de salida.
Figura 6.2.3-01 – Calibración de Offset de Potencia.55
55
Tomada de [10]
104
Primer Paso: Se repite del Paso 1 al 3 de la calibración de ganancia potencia empleando pulso
de salida.
Segundo Paso: Se escriben los registros xWATTOS y xVAROS a cero.
Tercer Paso: Se desactivan las fases que no se van a calibrar y se escoge el periodo de fase a
tener disponible en el registro FREQSEL[1:0].
Cuarto Paso: Se colocan el sistema de prueba a IMIN, VNOM, y factor de poder unitario. Para el
caso de estar luego del séptimo paso, se coloca el sistema de prueba para IMIN, VNOM, y factor
de potencia cero, inductivo.
Quinto Paso: Se mida el error porcentual en la salida de pulso, APCF o VARCF, usando la
ecuación 5.
Sexto Paso: Se calcula xWATTOS usando ecuación 11 (para el xVAROS se usa la ecuación
12).
4
APCFDEN
 error %
 2
xWATTOS = −
× APCFESPERADO  × ×
 100
 Q APCFNUM
(11)
4
 error %
 2 VARCFDEN
xVAROS = −
× VARCFESPERADO  × ×
 100
 Q VARCFNUM
(12)
Donde Q esta definido en las siguientes ecuaciones:
Para xWATTOS Q =
Para xVAROS Q =
CLKIN 1 1
× 25 ×
4
2
4
202
1
CLKIN 1
× 24 ×
×
4
2
 FREQ[11 : 0]  4


4


(13)
(14)
Donde FREQ (0x10) esta configurado para obtener el periodo de la línea a calibrar.
Séptimo Paso: Se repiten los pasos del cuarto al sexto para la calibración de xVAROS.
Para la calibración de offset de potencia activa se empleo una carga resistiva, con el fin
de tener un factor de potencia unitario; se usaron los siguientes parámetros de prueba para esta
calibración.
105
IP [A]
VNOMINAL [V]
IEC [A]
VEC [V]
MC
F. de Pot.
50mA
120
130
500
3200
1
FREC. CLKN[HZ]
60
10M
Tabla 6.2.3-01 – Parámetros empleados para cálculo de offset de Potencia Activa.
Empleando las ecuaciones 2, 5, 11 y 13 y habiendo obtenido en APCF una frecuencia
de 5,4E-3 Hz; se observaron los siguientes resultados.
error%
APCFESPERADO [Hz]
APCFDEN
APCFNUM
Q
AWATTOS[d]
1,251
5,33E-3
264
264
18,6E-3
0
Tabla 6.2.1-02 – Parámetros Obtenidos para Pot. Activa en Fase A.
Como se observa, el valor a reescribir en el registro de offset de potencia activa
en la fase A es igual a cero; esto es, el sistema no presenta desequilibrio con respecto al offset;
los mismos resultados se obtuvieron en las restantes fases.
Luego de calibrado el offset para potencia activa, se procede a calcular la corrección
para potencia reactiva, debido a que el offset de potencia aparente se ve compensado por las
correcciones hechas para las medidas RMS. Para la calibración de offset de potencia reactiva
se empleo una carga inductiva, con el fin de tener un factor de potencia igual a cero; se usaron
los siguientes parámetros de prueba para esta calibración.
IP [A]
VNOMINAL [V]
IEC [A]
VEC [V]
MC
F. de Pot.
50mA
120
130
500
3200
0
FREC. CLKN[HZ]
60
10M
Tabla 6.2.3-03 – Parámetros empleados para cálculo de offset de Potencia Reactiva.
Empleando las ecuaciones 4, 5, 12 y 14 y habiendo obtenido en APCF una frecuencia
de 5,4E-3 Hz y se leyo en el registro de FREQ un periodo de 1738d; se observaron los
siguientes resultados.
106
error%
VARCFESPERADO
VARCFDEN
VARCFNUM
Q
AVAROS[d]
328
328
17,3E-3
0
[Hz]
1,251
5,33E-3
Tabla 6.2.3-04 – Parámetros Obtenidos para Pot. Reactiva en Fase A.
Como se observa, el valor a reescribir en el registro de offset de potencia
reactiva en la fase A es igual a cero; esto es, el sistema no presenta desequilibrio con respecto
al offset; los mismos resultados se obtuvieron en las restantes fases.
6.3 Especificaciones de Protocolo MODBUS
El integrado 18F452 es usado como un dispositivo esclavo dentro de la estructura del
prototipo medidor de energía eléctrica; de esta forma la implementación del protocolo
MODBUS RTU en el microcontrolador, se basó principalmente en las siguientes rutinas.
Primera: La rutina para verificar la validez de la trama MODBUS que envía el dispositivo
maestro al equipo esclavo; es decir, del ordenador al prototipo de medición de energía. Esta
rutina necesita dos parámetros para operar, el primero de ellos es el buffer en el que se
encuentra la trama recibida y el segundo es la longitud de dicho buffer. Una vez que se tienen
los parámetros, la rutina calcula el CRC16 de la trama recibida exceptuando los últimos dos
bytes de dicha trama, debido a que estos corresponden a los bytes de comprobación enviados
por el dispositivo maestro, para comparar los bytes de CRC16 calculados por el dispositivo
esclavo con los bytes enviados por el dispositivo maestro. En caso que los bytes calculados y
los recibidos sean iguales, significa que la trama recibida no tiene errores; una vez verificado
que la información no tiene errores se procede a verificar que efectivamente el código de la
función recibida sea igual al código enviado, si esto no ocurre entonces se dice que los datos
son no válidos.
Tamaño buffer[n]
Byte
Byte
Buffer
n-bytes
Figura 6.3-01 – Paquete recibido.
107
Segunda: Sirve para procesar la respuesta recibida. Esta rutina sólo es llamada en caso de, en
la rutina anterior, haber sido certificado que la trama MODBUS enviada por el dispositivo
maestro sea válida. Esta rutina, primero compara el código de la función que se encuentra en
la trama recibida con el código de la función por la cual el dispositivo maestro hizo la petición,
si ambos códigos coinciden, la rutina de procesamiento manda el buffer con la trama recibida
a procesarse según la acción que se desee ejecutar en función del código recibido.
Tercera: Corresponde a la función creada para hacer la petición de lectura al dispositivo
esclavo. Esta función requiere cinco parámetros para operar, en primer lugar que se
especifique la acción que se desea tomar, en segundo lugar que se le especifique la dirección
del dispositivo esclavo al que se le desea preguntar, que en este caso siempre será cero, debido
a que solo se maneja para este proyecto un solo dispositivo medidor de energía; en tercer
lugar la dirección a partir de la cual se desea que el esclavo empiece a leer los registros del
ADE7758, en cuarto lugar la cantidad de registros que se desean leer, y por último, es
necesario que la función coloque en un buffer la información que debe mandar al esclavo para
posteriormente hacer la petición. La información es colocada en el buffer en el siguiente
orden: dirección del esclavo, código de la función, byte alto de la dirección de inicio, byte bajo
de la dirección de inicio, byte alto de la cantidad, byte bajo de la cantidad, dos bytes de
CRC16. Esta función una vez que almacena en el buffer las 6 primeras posiciones del buffer
llama a la rutina para el cálculo del CRC de dicho buffer, y agrega entonces al final del buffer
los dos bytes de CRC devueltos por la función.
Dirección
Dirección del
Código de
Dispositivo Esclavo
Función
Nº de Registros a
Leer
Byte
alto
CRC
Byte
bajo
Byte
Byte
alto
bajo
Figura 6.3-02 – Parámetros de lectura.
Cuarta: Corresponde a un grupo de rutinas creadas para mandar al dispositivo esclavo a
escribir datos en uno o múltiples registros. Estas rutinas dependiendo de un parámetro son
capaces de realizar la petición al esclavo o de procesar los datos que el dispositivo esclavo
envía luego de haber realizado la petición en caso de que el chequeo de los datos haya sido
108
correcto. Estas son las funciones que emplea el dispositivo maestro (ordenador por medio de
la herramienta MODSCAN, donde ya están programadas estas funciones) para entender la
información que le envía el dispositivo esclavo, dispositivo medidor de energía eléctrica.
- 0x05 Write single coil or 0x06 Write single register: La función write single coil, obliga a
que determinada salida digital se coloque en el estado deseado (encendido o apagado);
mientras que la función write single register, permite escribir una información deseada en un
determinado registro, usando un número entero de 16 bits. Esta función requiere seis
parámetros para operar, el primero de ellos indica si deseo hacer una petición o procesar una
respuesta, el segundo indica el código de la función que se desea ejecutar, el tercero la
dirección del dispositivo esclavo, el cuarto la dirección del registro o el coil que se desea
escribir, la quinta el valor a escribir, y la sexta que es el buffer en el que se almacenan los
datos si se está haciendo una petición o de donde se leen los datos si se está haciendo un
procesamiento de la respuesta. Para procesar la respuesta la función verifica que la dirección
en la que se mandó a escribir sea la misma que la que el dispositivo esclavo escribió, y que los
datos que se mandaron a escribir sean los mismos que el dispositivo esclavo escribió.
Petición
Código de
Dirección de
Dirección de
Función
Esclavo
Registro
Valor
Buffer
Figura 6.3-03 – Parámetros de escritura de un solo Byte.
Para el medidor esta función siempre será usada solo para escribir en caso de que se
desee alterar alguno de los registros de configuración en el ADE7758.
- 0x10 Write multiple registers: Permite colocar una serie de registros consecutivos en los
valores deseados. Esta función requiere seis parámetros para operar, el primero de ellos indica
si se está haciendo una petición o un procesamiento de la respuesta, el segundo es la dirección
del esclavo, la tercera la dirección a partir de la cual el esclavo debe haber escrito los registros
o a partir de la cual debe escribirlos, dependiendo de si se está haciendo petición o procesando
una respuesta, el cuarto es un buffer con los valores que se desea darle a los diferentes
registros, el quinto es la cantidad de registros que se desean escribir, y el ultimo es el buffer en
109
el que se almacenan los datos si se está usando la función para hacer una petición, o de donde
se leen los datos si está usando la función para hacer un procesamiento de la respuesta.
Dirección de
Petición
Dirección de
Registro de
Buffer de
Cantidad de
Esclavo
inicio de
Valores
Registros
Buffer
escritura
Figura 6.3-04 – Parámetros de escritura de varios Bytes.
6.4 Interfaz Usuario
A continuación se observan algunas imágenes de la página creada en PHP, con la
finalidad de hacer disponible la informada tomada de la línea para el usuario final, a través de
una red de servicio local.
Figura 6.4-01 – Imágenes del servidor web.
El usuario simplemente debe escoger que valores desea observar según el nombre,
debido a que la aplicación web es solo para leer los datos tomados de la línea y no para la
calibración.
En caso de calibración la interfaz empleada es la que provee el programa MODSCAN.
110
6.5 Software Empleado
Los programas empleados son varios, debido a que fue necesario crear programas
específicos, un código para manejar el PIC 18F452, otro para crear un archivo de datos en el
ordenador y un ultimo programador simple para paginas web; sin contar la herramienta
MODSCAN que también sirvió para comprobar el funcionamiento del protocolo MODBUS.
6.5.1 Acerca de CCS
CCS es una compañía de ingeniería que se especializa en software/firmware embebido
y en sistemas de hardware; y proporciona varios productos muy útiles para el desarrollo de
aplicaciones. CCS ofrece, dentro del software/hardware que desarrolla, compiladores de
Microchip PICmicro® en lenguaje C para Windows y Linux; otras herramientas de desarrollo
incluyen varios prototipos de hardware, teniendo soporte para todos los PIC12, PIC14, PIC16
y PIC18 MCUs.
6.5.2 Acerca de MODSCAN
Es la herramienta empleada para la comunicación vía serial, solo en caso de calibración
aunque también puede ser empleada para lectura de datos, haciendo posible la comunicación
de escritura con el PIC18452 el cual se encarga de realizar el manejo y configuración del
ADE7758.
6.5.3 Acerca de HP VEE
HP VEE es un seudo lenguaje que ofrece un estilo de programación de interfaz gráfica
para el usuario, donde se utilizan íconos y recuadros para llenar programas completos, no es
necesaria experiencia en el lenguaje y todos los manejadores de instrumentos y programas de
prueba se muestran en un formato gráfico, trabajando exactamente como un diagrama de flujo.
El flujo del programa se ejecuta de arriba hacia abajo mientras que los datos pueden viajar de
derecha a izquierda o de izquierda a derecha.
Este programador fue empelado con la finalidad de hacer disponibles los datos
almacenados por el PIC 18F452 en un archivo capaz de ser leído por la aplicación de interfaz
gráfica, servidor web.
111
Figura 6.5.3-01 – Consola para comenzar captura de valores.
Como se observa en la figura anterior, este programa solo posee un control; el cual es
necesario para especificar el puerto serial donde estará conectada la aplicación; el archivo que
genera es un *.txt que esta disponible para la pagina web programada en PHP.
CAPITULO VII: RESULTADOS Y VALIDACIÓN
Los resultados que se buscaban obtener fueron conseguidos luego de la calibración de
las medidas, que en si representa parte de los resultados del proyecto de pasantía; debido a que
la otra parte es el manejo de información, también esto se considera como parte de los
resultados; esto es, como se encuentra disponible dicha información para el usuario.
Antes de presentar las tablas que verifican las medidas hechas es importante hacer
mención de la memoria EPROM del PIC 18F452; es en esta donde se encuentran escritos los
valores medidos, una serie de veintiún registros los cuales respaldan las medidas hechas y son
actualizados cada 10 minutos, esto con el fin de acortar menos su tiempo de vida útil.
A continuación se presenta un diagrama de flujo el cual ilustra el camino que recorren
los datos hasta llegar al usuario, él cual solo busca leer los valores medidos.
Figura 7-01 – Diagrama de flujo del recorrido de la data obtenida.
113
En el diagrama SI implica tomar valor y NO implica que el siguiente estado tiene
disponible el valor acumulado en el estado anterior.
El tiempo que tarda el ADE7758 en tomar las medidas de la línea, ta, es un tiempo
simbólico, debido a que primero toma los valores RMS y luego calcula los valores de las
potencias, este tiempo ta es aproximadamente de 2µs, debido a que las medidas RMS son
tomadas cada 1,2µs.
El tiempo de refrescamiento de los registros de almacenamiento del PIC es tp, este
tiempo se escogió en función de evitar el overflow en los registros del ADE7758 y es de 1,2µs,
menor a 0,52s que es el tiempo en el cual ocurre el overflow en la acumulación de los valores
de potencia (para el peor de los casos, cuando los valores de entrada, voltaje y corriente, son
los máximos). Adicionalmente, cada 10 minutos el PIC almacena en su memoria EPROM un
respaldo de las medidas; en caso de llegar ocurrir perdida de alimentación, los últimos valores
medidos son escritos sin importar que hallan transcurrido los 10min fijados.
El tiempo de refrescamiento en el HP VEE, es tu y fue escogido arbitrariamente; cada
segundo el HP VEE pregunta al PIC por los valores que tiene almacenados, en los registros
volátiles, y los guarda en un archivo como ya se describió previamente.
En caso de pérdida de alimentación.
Cuando el sistema regresa a funcionamiento, luego de haber ocurrido algún “apagón”,
el código desarrollado en el PIC permite conocer o no si existían medidas previas, en este caso
se toman los valores almacenados en la EPROM y se continua el monitoreo conservando un
reporte de falla; dicho reporte contiene información referente a la hora y la fecha cuando se
escribió por “emergencia” el ultimo valor medido al ocurrir el “apagón”.
Acerca del factor de potencia.
Como se dijo en el capitulo anterior, el factor de potencia se calcula en el PIC 18F452
y atiende a la formula,
fp = Cosθ =
Pactova
Paparente
Donde los valores de Pactiva y Paparente, son los valores almacenados en los registros
volátiles y leídos por el usuario en la aplicación WEB.
114
Acerca de las medidas.
Las medidas realizadas se hicieron sobre una misma carga controlada; esto es, se midió
fase por fase el consumo de esta carga determinada.
V [V]
I [A]
PACTIVA
PREACTIVA
PAPARENTE F. Pot.
[W]
[VAR]
[VA]
FREC.
Determinado
FASE A
120
4
288
384
480
0,6
60
FASE B
120
3,8
287
383
479
0,59
60
FASE C
120
4
288
384
480
0,6
60
120
4
288
384
480
0,6
60
Teórico
Tabla 7-01 – Medidas de prueba hechas con el prototipo, voltaje y corriente en valores pico.
Como se puede observar los errores en las medidas son menores a los estimados por el
fabricante del ADE7758; tan solo en la fase B se observa una variación menor al 0,1% que es
el margen de error esperado, esto ocurre debido a la calibración debido a que sin ella estos
valores no serían posibles.
Es importante considerar que estas medidas son a escala pequeña, y las variaciones al
medir el comportamiento de cargas de mayor consumo serán iguales e inclusive
imperceptibles; esto es, en el caso de hablar de consumo de kilo vatios.
Acerca del manejo de información
Como se explico, la información disponible para el usuario es mostrada en una
aplicación web, la cual permite observar según sea la fase, los valores ya mencionados para
estudiar. Algunas veces, puede ocurrir que el usuario quiera leer dichos valores cuando el
programa desarrollado en HP VEE los esta escribiendo; de esta forma se produce un crash,
que ocasiona el reinicio del programa. La solución más indicada es crear un mecanismo que
permita la administración del manejo del archivo txt de data con la finalidad de evitar dichas
“colisiones”. Una de las soluciones que se implemento, fue la de crear un segundo archivo de
115
control, el cual permitiría indicar cuando uno estaba leyendo y otro escribiendo, pero no
funciono debido a que por más pequeño fuera el tiempo de creación de este archivo de igual
forma las colisiones seguían ocurriendo. La segunda opción es tal vez la más indicada pero no
se desarrollo por considerarse fuera de los alcances de esta pasantía, y consiste en hacer una
base de datos SQL, la cual seguramente evitara dichas colisiones.
CONCLUSIONES Y RECOMENDACIONES
Siempre el desarrollo de dispositivos medidores en general podrá tener aspectos
fáciles en su desarrollo; siendo una herramienta común cuyo comportamiento puede ser
estudiado y verificado con otras ya existentes, los dispositivos medidores representan una
rama del desarrollo tecnológico que ofrece una gran gama de posibilidades de evaluación al
momento de realizar la comprobación y evaluación del prototipo en desarrollo.
Bajo las características físicas, ambientales y los equipos precedentes en la empresa
Seebeck Instrumentación y Control C.A.; existió cierto trasfondo que sirvió solo para conocer
las propiedades básicas que se le quisieron dar al dispositivo a desarrollar en esta pasantía. El
Equipo medidor de energía eléctrica que posee la empresa es uno de la marca CIRCUITOR, el
cual solo toma medidas sencillas en tres fases, midiendo únicamente la potencia activa y
mostrando solamente estos valores en sitio, por medio de un LCD.
La idea básica del diseño a realizar era lograr un componente compacto capaz de
proveer información remota, hasta cierto punto esto se logro, debido a que se logro
implementar con éxito las funciones necesarias para establecer comunicación MODBUS RTU
del ordenador al dispositivo medidor de Energía Eléctrica, se logro la implementación de una
plataforma capaz de proveer la información, tomada por el dispositivo, por medio de una
aplicación web; se logro proveer de un sistema capaz de contener información de respaldo en
caso de falla; el punto que no se logro viene referido al tamaño del dispositivo, para el cual no
se desarrollo una baquelita ni se desarrollo un acabado terminado.
Así como se dijo se menciono en las primeras líneas de este capitulo, la comprobación
es algo fácil en el desarrollo de un medidor; pero la puesta a punto, esto es configuración y
diseño son otra cosa. El uso de integrados programables o configurables, tal es el caso del
ADE7758, puede ayudar en el trabajo puesto que ahorra una gran cantidad de circuitería pero
es necesario tener cuidado debido a que como se observo en varios capítulos es importante
seguir una serie de pasos para la correcta calibración la cual es la que permitirá obtener los
resultados que en si son la inquietud primaria de este proyecto de pasantía, medidas confiables.
Habiendo sentado las bases en el manejo del integrado ADE7758 y haber logrado la
comunicación efectiva por medio de uno de los protocolos más universales en el mercado de
equipos de funcionamiento remoto, se puede decir que las próximas expansiones de este
dispositivo vendrían fundamentadas en hacer más cómodo y fácil su manejo bajo interfaces
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graficas y desarrollo de periféricos capaces de emplear este dispositivo como una herramienta
de control independiente en ciertos ambientes.
Algo que también es importante resaltar, es la gran cantidad de software implícito en el
desarrollo de este dispositivo, lo cual demuestra la capacidad que existe en el desarrollo
modular, el cual al final, es el que permite la complementación de las distintas etapas y que
hasta cierto punto permite reconocer en cual parte del dispositivo puede existir una falla en el
caso de presentarse.
Algunas recomendaciones para el desarrollo del dispositivo diseñado en esta pasantía
serían:
•
Implementar una memoria externa, que en tal caso podría ser extraíble y de esta forma
no haría falta un ordenador en el sitio para hacer estudio del respaldo, sino
simplemente sería una información transportable físicamente.
•
Con la finalidad de expandir las posibilidades de comunicación del dispositivo de
monitoreo de energía, desarrollar el protocolo de comunicación MODBUS TCP que no
se logro implementar debido a las características del PIC empleado.
•
Expandir y depurar la implementación del software contenido en el ordenador, de
modo de hacer posible que una mismo servidor sea capaz de controlar varios
dispositivos esclavos; esta idea no se desarrollo debido a que no estaba contenida en un
primer momento en el anteproyecto.
•
Desarrollar un diseño final de baquelita a fin de tener un dispositivo definitivo del
prototipo medidor de consumo de energía eléctrica; debido a que la empresa no
requirió con urgencia el desarrollo del dispositivo este punto queda como una
referencia y no fue un objetivo específico a cumplir.
BIBLIOGRAFIA
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Englewood Cliffs, N.J, pp. 21-26 (1960)
[6] Transformadores de Medidas:
http://garaje.ya.com/migotera/trafomedida.htm
[7] Acerca de ADC:
http://en.wikipedia.org/wiki/Analog_to_digital_converter
[8] Modbus Application Protocol Specification V1.1a. disponible en:
http://www.modbus.org/docs/Modbus_Application_Protocol_V1_1a.pdf
[9] Modbus over serial line Specification & Implementation Guide V1.0; disponible en:
http://www.modbus.org/docs/Modbus_over_serial_line_V1.pdf
[10] Catalogo de Transformador de corriente, SACI; disponible en:
http://www.maresa.com/pdf/10 instrumentos de medicion/p 10-13 transformadores de
corriente.pdf
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[11] Hoja de especificaciones ADE7758; disponible en:
http://www.analog.com/UploadedFiles/Data_Sheets/440746517ADE7758_b.pdf